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摘要：D類放大器通常具有比AB類放大器更高的效率，適合低功耗應用。然而，盡管D類放大器具有這一先天優勢，但仍然不能彌補傳統D類放大器所存在的缺點，即增加了成本，降低了音頻性能，并且需要輸出濾波。然而，近年來D類放大器技術的進步，降低了D類放大器成本，同時可以提供與AB類放大器相類似的音頻性能。此外，一些新型的D類輸出調制方案同時也降低許多應用中的EMI。
近年來，受以下兩個主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉，使D類放大器在很多應用領域引起了人們的廣泛關注。
首先，是市場需要。D類放大器的某些優點推動了手機和LCD平板顯示器這兩個終端設備市場的迅速發展。對于手機來說，揚聲器和PTT (Push-to-Talk，一鍵通)模式需要D類放大器的高效率，以延長電池壽命。LCD平板顯示器的發展對電子器件提出了“低溫運行(cool running)”的需求，這是由于工作溫度的升高將影響顯示顏色對比度。而D類放大器的高效率意味著驅動電子設備時功耗更低，使LCD平板顯示器工作時發熱更少，圖像顯示效果更好。
影響D類放大器應用的第二個因素便是自身技術的發展。根據市場需要，一些制造商改進了D類放大技術，使D類放大器具有更理想價格的同時，也具備了與AB類放大器相近的音頻性能。此外，一些新型的D類放大器輸出調制方案還可以降低實際應用的EMI。
某些新型D類放大設計方案雖然是基于老式的PWM型結構，但采用了更復雜的調制技術，實現低功耗系統中的無濾波工作。效率指標可以通過測試驗證，但某些設計人員仍然懷疑基于這些新技術的產品將存在普遍的EMC/RFI兼容性問題。實際上，良好的PCB布局和較短的揚聲器連線可以保證大大降低EMI幅射，使之滿足FCC或CE標準。
最有代表性的應用難點便是平板電視。由于揚聲器通常排列在設備的外側邊緣，往往不可避免的要使用長的揚聲器連線。如果還存在模擬視頻信號，則僅僅滿足FCC或CE的RF幅射要求還不夠(這些標準只針對30MHz以上的頻率)；往往還需要抑制開關基頻以避免干擾視頻信號。如果采用早期PWM放大器所用的傳統LC濾波器，則需要對其進行分析，以保證他們能有效抑制新型放大器所產生的高頻開關瞬態。
圖1. 傳統脈寬調制(PWM)方案的波形
如圖1所示，如果器件的反相和同相輸出回路具有較高的匹配度，則兩個對稱輸出信號波形在揚聲器或連線上將具有很小的共模(CM)信號(底部的跡線)。注意：50%占空比代表零輸入信號(空閑狀態)。因此，可以設計一個差分低通濾波器，用于衰減信號波形中高頻分量(快速切換所產生的)，同時保留有用的低頻分量以輸出到揚聲器。
圖2. Maxim的MAX9704立體聲D類放大器的調制方案
此類D類放大器對輸出濾波器的要求，不同于具有傳統差分輸入和互補PWM輸出的放大器。與PWM相比，MAX9704調制方案的輸出往往含有較高的共模信號，設計輸出濾波器時需要考慮這點。正如后面的實例所示，傳統差分濾波器拓撲結構的效果往往不太理想。
圖3a給出了傳統的PWM型D類輸出LC濾波器，及其理想值。為簡單起見，可假設揚聲器負載具有理想的8Ω電阻，并且忽略電感的直流阻抗。通過一些簡單的SPICE仿真便可得出問題所在。圖3b給出了圖3a中濾波器對差分輸入信號的頻率響應。給出了兩個輸出結點(FILT1，FILT2)相對于GND的響應曲線。圖中給出的器件值在30kHz的頻率以上具有理想的二階滾降，以及理想的瞬態。音頻帶內群延遲特性在4μs內保持平坦。
圖3. (a) 傳統的差模無源LC濾波器，(b) 對于差分輸入信號的頻響，(c) 共模信號頻響。
圖3c給出了共模輸入時同一濾波器的輸出。同樣，兩個輸出的響應曲線均相對于GND。輸出結果(Y軸偏移)具有很大的尖峰，并具有明顯的欠阻尼。結合共模信號下濾波器的等效電路(圖4)，就很容易理解為什么會出現這一結果。由于仿真時采用理想匹配的電感和電容器，因此阻性負載上差分信號為零，因此不會LC元件不會出現任何衰減。L1與C1諧振(L2與C3同理)產生峰值。在時域內(圖中未顯示)，這種情況將會出現較大的過沖和振蕩。注意，輸入共模信號時，C2將引入一個零點。因此濾波器的截止頻率(此時稱作諧振頻率可能更加準確)將高于差分輸入時的截止頻率。
圖4. 共模輸入下，圖3a中傳統LC濾波器的等效電路。
這時你或許會問，這樣會有問題么？如果該頻率下輸出頻譜共模能量為零，那么便沒什么問題。然而，如果峰值頻率與D類放大器開關頻率正好相等，則揚聲器和連線上將出現較大的輸出電壓幅度。同時，MAX9704的擴展頻譜調制(SSM)模式將使欠阻尼濾波器在音頻頻帶以上引入相當的噪聲。擴展頻譜模式是引腳可選的，此時高頻開關能量為“白噪聲”，可以通過逐周期隨機調整開關時間降低噪聲幅度。這種擴展頻譜方案簡化了無濾波應用中的EMI兼容性設計。
C4和C5的值應權衡選取：一方面增大C4與C5值有助于R1和R2衰減尖峰，另一方面應減小C4和C5降低高音音頻(高達20kHz)下的損耗。如果共模截止頻率遠大于差模頻率，則很容易進行選擇，例如只需增加C2相對于C1和C3的比率既可實現。增加共模截止頻率，則可減小C4和C5的值，同時增大R1和R2的值，這樣將降低R1和R2上的音頻損耗。若共模截止頻率太高，則電纜上的共模成分就會過多，因此，必須合理選擇差分和共模的-3dB頻點的比率。本案例的濾波器采用了1:5的比率。
圖5. 在傳統LC濾波器的每個輸出端增加一個RC網絡(a)，可以改進差分信號的頻響(b)和共模信號的頻響(c)。
圖5b為圖5a濾波器對差分輸入的響應，圖5c為共模輸入的響應。注意：圖5c中共模截止頻率較高(-3dB帶寬約為110kHz，差分輸入為28kHz)，帶有平緩且合理控制的尖峰。該截止頻率遠高于最高音頻(也低于D類開關頻率基波)，因此具有較好的效果。
有些低開關頻率(200kHz至300kHz)應用不適合采用圖5c所示的方案。對于這類產品可能需要采用其他方法和拓撲結構。MAX9704立體音D類放大器(圖6)可設置為940kHz固定頻率模式(FFM) (FS1 = 低，FS2 = 高)，此時效果最佳。工作在FFM模式下的MAX9704通過引腳選擇將開關周期設為恒定值(具有三個可選項)，以滿足應用需求。
圖6. MAX9704立體聲D類功率放大器的典型應用電路
圖7和圖8給出使用圖5濾波器對MAX9704進行濾波時的時域性能。兩種情況下負載阻抗均為8Ω。圖7同時顯示了FILT1和FILT2節點的波形圖(頂部的跡線)，以及得的1kHz差分輸出波形(底部的跡線)。頂部跡線的噪聲是輸出開關信號濾波以后的殘余信號(電源電壓為15V)。圖8為圖7跡線的細節顯示。注意：紋波主要來自940kHz開關頻率，兩通道上表現為共模信號的形式。還應注意輸出上沒有高次諧波，表明有效抑制了EMI (幅射EMI的起始測試頻率通常高于30MHz) 。
圖7. 用MAX9704驅動圖5a電路時FILT1和FILT2上產生的信號波形(同時顯示在頂部的跡線)，以及差分輸出(底部的跡線)。
圖8. 頂部跡線顯示了圖5a電路輸出中殘余的紋波電壓，紋波成分主要為開關頻率基波(此時為940kHz)。濾波器高于該頻點的二階滾降很好的抑制了所有高次諧波。紋波幾乎只有共模分量(底部的跡線)。
試圖評估和描述D類放大器特性時，為了進行器件選型和評估，即便在實驗室環境下，音頻設計人員也往往需要進行濾波。即使不用濾波器的最終產品能通過EMC測試，仍然可以通過放大器性能測試來發現問題。許多音頻分析儀是專為測量傳統音頻放大器的THD+N或幅度響應而設計的，當用于測試無濾波D類放大器時往往會出現錯誤。圖5所示電路適合用于測試(正確加載8Ω電阻負載)，但需要注意33μH的電感可能引入的非線性將限制了THD測量。氣隙元件往往具有最佳的測量結果，但尺寸往往限制其在實際產品中的應用!
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引言
近年來D類放大器的技術迅猛發展，最常見的莫過于應用于每個通道低于50W的低功耗產品中。在這些低功耗應用中，D類放大器相比傳統AB類放大器而言有效率上的先天優勢，因為D類放大器的輸出級通常只處于導通或關斷，沒有中間偏壓級。然而，長久以來，這一效率上的優勢并未使其獲得設計人員的廣泛青睞，因為D類放大器也有明顯的缺點：器件成本高、較差的音頻性能(與AB類放大器相比)，并且需要輸出濾波。近年來，受以下兩個主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉，使D類放大器在很多應用領域引起了人們的廣泛關注。
首先，是市場需要。D類放大器的某些優點推動了手機和LCD平板顯示器這兩個終端設備市場的迅速發展。對于手機來說，揚聲器和PTT (Push-to-Talk，一鍵通)模式需要D類放大器的高效率，以延長電池壽命。LCD平板顯示器的發展對電子器件提出了“低溫運行(cool running)”的需求，這是由于工作溫度的升高將影響顯示顏色對比度。而D類放大器的高效率意味著驅動電子設備時功耗更低，使LCD平板顯示器工作時發熱更少，圖像顯示效果更好。
影響D類放大器應用的第二個因素便是自身技術的發展。根據市場需要，一些制造商改進了D類放大技術，使D類放大器具有更理想價格的同時，也具備了與AB類放大器相近的音頻性能。此外，一些新型的D類放大器輸出調制方案還可以降低實際應用的EMI。
某些新型D類放大設計方案雖然是基于老式的PWM型結構，但采用了更復雜的調制技術，實現低功耗系統中的無濾波工作。效率指標可以通過測試驗證，但某些設計人員仍然懷疑基于這些新技術的產品將存在普遍的EMC/RFI兼容性問題。實際上，良好的PCB布局和較短的揚聲器連線可以保證大大降低EMI幅射，使之滿足FCC或CE標準。
應用難點
有些應用中的物理布局需要長的揚聲器連線，這樣的揚聲器連線便具有天線效應，必須嚴格控制RF幅射。實際上，揚聲器連線越長，它作為天線產生幅射的頻率就越低。同時，某些應用要求EMI幅射低于CE/FCC標準，以符合汽車電子規范，或者避免干擾其他低頻電路。面對如此紛繁各異的需求，這些應用往往成為一些難點無法克服。最有代表性的應用難點便是平板電視。由于揚聲器通常排列在設備的外側邊緣，往往不可避免的要使用長的揚聲器連線。如果還存在模擬視頻信號，則僅僅滿足FCC或CE的RF幅射要求還不夠(這些標準只針對30MHz以上的頻率)；往往還需要抑制開關基頻以避免干擾視頻信號。如果采用早期PWM放大器所用的傳統LC濾波器，則需要對其進行分析，以保證他們能有效抑制新型放大器所產生的高頻開關瞬態。
PWM型D類放大器
傳統D類放大器通常基于脈寬調制(PWM)原理設計。其輸出可以配置為單端或全差分橋接負載(BTL)。圖1為PWM型D類放大器的典型BTL輸出波形?？焖俚那袚Q時間和接近軌至軌的擺幅使此類放大器具有非常高的效率。然而，這些特性使放大器具有寬的輸出頻譜，可能導致高頻RF幅射和干擾。因此，采用此類方案通常需要使用輸出濾波器來抑制有害的RF幅射。圖1. 傳統脈寬調制(PWM)方案的波形
如圖1所示，如果器件的反相和同相輸出回路具有較高的匹配度，則兩個對稱輸出信號波形在揚聲器或連線上將具有很小的共模(CM)信號(底部的跡線)。注意：50%占空比代表零輸入信號(空閑狀態)。因此，可以設計一個差分低通濾波器，用于衰減信號波形中高頻分量(快速切換所產生的)，同時保留有用的低頻分量以輸出到揚聲器。
新一代調制技術
隨著市場對D類放大器需求的不斷增長，一些制造商最近推出了可獨立控制H橋的兩個半橋的新一代調制方案。這一調制方案具有兩個主要優點：- 音頻信號較弱或空閑狀態時，負載上幾乎沒有差分開關信號。較傳統PWM設計改進了靜態電流損耗。
- 最小脈沖，共模(CM)開關信號有助于降低導通和關斷瞬態。BTL輸出引腳的空閑狀態直流電平(濾波后)接近于GND。因此，濾波元件的不匹配或雜散電容(可能導致放大器導通或關斷時出現音頻雜音)可減到最小。
圖2. Maxim的MAX9704立體聲D類放大器的調制方案
此類D類放大器對輸出濾波器的要求，不同于具有傳統差分輸入和互補PWM輸出的放大器。與PWM相比，MAX9704調制方案的輸出往往含有較高的共模信號，設計輸出濾波器時需要考慮這點。正如后面的實例所示，傳統差分濾波器拓撲結構的效果往往不太理想。
圖3a給出了傳統的PWM型D類輸出LC濾波器，及其理想值。為簡單起見，可假設揚聲器負載具有理想的8Ω電阻，并且忽略電感的直流阻抗。通過一些簡單的SPICE仿真便可得出問題所在。圖3b給出了圖3a中濾波器對差分輸入信號的頻率響應。給出了兩個輸出結點(FILT1，FILT2)相對于GND的響應曲線。圖中給出的器件值在30kHz的頻率以上具有理想的二階滾降，以及理想的瞬態。音頻帶內群延遲特性在4μs內保持平坦。
圖3. (a) 傳統的差模無源LC濾波器，(b) 對于差分輸入信號的頻響，(c) 共模信號頻響。
圖3c給出了共模輸入時同一濾波器的輸出。同樣，兩個輸出的響應曲線均相對于GND。輸出結果(Y軸偏移)具有很大的尖峰，并具有明顯的欠阻尼。結合共模信號下濾波器的等效電路(圖4)，就很容易理解為什么會出現這一結果。由于仿真時采用理想匹配的電感和電容器，因此阻性負載上差分信號為零，因此不會LC元件不會出現任何衰減。L1與C1諧振(L2與C3同理)產生峰值。在時域內(圖中未顯示)，這種情況將會出現較大的過沖和振蕩。注意，輸入共模信號時，C2將引入一個零點。因此濾波器的截止頻率(此時稱作諧振頻率可能更加準確)將高于差分輸入時的截止頻率。
圖4. 共模輸入下，圖3a中傳統LC濾波器的等效電路。
這時你或許會問，這樣會有問題么？如果該頻率下輸出頻譜共模能量為零，那么便沒什么問題。然而，如果峰值頻率與D類放大器開關頻率正好相等，則揚聲器和連線上將出現較大的輸出電壓幅度。同時，MAX9704的擴展頻譜調制(SSM)模式將使欠阻尼濾波器在音頻頻帶以上引入相當的噪聲。擴展頻譜模式是引腳可選的，此時高頻開關能量為“白噪聲”，可以通過逐周期隨機調整開關時間降低噪聲幅度。這種擴展頻譜方案簡化了無濾波應用中的EMI兼容性設計。
欠阻尼共模響應問題
針對上述共模問題的解決方案之一是保留圖3a的基本結構，但增加抑制高諧振共模信號的阻尼元件。圖5a給出了在兩個輸出節點和GND之間串聯RC元件。如果應用中對效率的要求不是很高，可以在輸出節點和GND之間僅連接一個電阻，但電容器C4和C5將有助于降低R1和R2上的額外功率損耗。C4和C5的值應權衡選取：一方面增大C4與C5值有助于R1和R2衰減尖峰，另一方面應減小C4和C5降低高音音頻(高達20kHz)下的損耗。如果共模截止頻率遠大于差模頻率，則很容易進行選擇，例如只需增加C2相對于C1和C3的比率既可實現。增加共模截止頻率，則可減小C4和C5的值，同時增大R1和R2的值，這樣將降低R1和R2上的音頻損耗。若共模截止頻率太高，則電纜上的共模成分就會過多，因此，必須合理選擇差分和共模的-3dB頻點的比率。本案例的濾波器采用了1:5的比率。
圖5. 在傳統LC濾波器的每個輸出端增加一個RC網絡(a)，可以改進差分信號的頻響(b)和共模信號的頻響(c)。
圖5b為圖5a濾波器對差分輸入的響應，圖5c為共模輸入的響應。注意：圖5c中共模截止頻率較高(-3dB帶寬約為110kHz，差分輸入為28kHz)，帶有平緩且合理控制的尖峰。該截止頻率遠高于最高音頻(也低于D類開關頻率基波)，因此具有較好的效果。
有些低開關頻率(200kHz至300kHz)應用不適合采用圖5c所示的方案。對于這類產品可能需要采用其他方法和拓撲結構。MAX9704立體音D類放大器(圖6)可設置為940kHz固定頻率模式(FFM) (FS1 = 低，FS2 = 高)，此時效果最佳。工作在FFM模式下的MAX9704通過引腳選擇將開關周期設為恒定值(具有三個可選項)，以滿足應用需求。
圖6. MAX9704立體聲D類功率放大器的典型應用電路
圖7和圖8給出使用圖5濾波器對MAX9704進行濾波時的時域性能。兩種情況下負載阻抗均為8Ω。圖7同時顯示了FILT1和FILT2節點的波形圖(頂部的跡線)，以及得的1kHz差分輸出波形(底部的跡線)。頂部跡線的噪聲是輸出開關信號濾波以后的殘余信號(電源電壓為15V)。圖8為圖7跡線的細節顯示。注意：紋波主要來自940kHz開關頻率，兩通道上表現為共模信號的形式。還應注意輸出上沒有高次諧波，表明有效抑制了EMI (幅射EMI的起始測試頻率通常高于30MHz) 。
圖7. 用MAX9704驅動圖5a電路時FILT1和FILT2上產生的信號波形(同時顯示在頂部的跡線)，以及差分輸出(底部的跡線)。
圖8. 頂部跡線顯示了圖5a電路輸出中殘余的紋波電壓，紋波成分主要為開關頻率基波(此時為940kHz)。濾波器高于該頻點的二階滾降很好的抑制了所有高次諧波。紋波幾乎只有共模分量(底部的跡線)。
相關說明
本文討論的濾波器設計均假設負載阻抗為8Ω。音圈電感導致20kHz的頻率范圍內，多數寬范圍動圈揚聲器的阻抗變高。該特性有助于實現高效率的無濾波器工作，但選擇濾波器件以降低EMI時，應考慮阻抗的上升。試圖評估和描述D類放大器特性時，為了進行器件選型和評估，即便在實驗室環境下，音頻設計人員也往往需要進行濾波。即使不用濾波器的最終產品能通過EMC測試，仍然可以通過放大器性能測試來發現問題。許多音頻分析儀是專為測量傳統音頻放大器的THD+N或幅度響應而設計的，當用于測試無濾波D類放大器時往往會出現錯誤。圖5所示電路適合用于測試(正確加載8Ω電阻負載)，但需要注意33μH的電感可能引入的非線性將限制了THD測量。氣隙元件往往具有最佳的測量結果，但尺寸往往限制其在實際產品中的應用!
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