本文介紹如何使用高電壓 GreenPAK? IC 設計簡單的 D 類功率放大器。D 類放大器的工作原理是從連續控制信號中導出兩態信號并使用電源開關將其放大。每個D 類放大器的核心是至少一個比較器和一個開關功率級。除了成本最低的功率放大器外，其他所有放大器都添加了無源 LC 濾波器。

下面總結了 D 類放大器與傳統 AB 類放大器的優缺點。

• AB類

優點：最低失真——高保真度的總諧波失真加噪聲 (THD + N) 小于 0.1%。

缺點：效率低——最大可能的效率約為 60%。耗電高，發熱顯著。它的尺寸也更大。

• D級

優點： 效率高——大于 90%。更低的功耗和更低的發熱量。尺寸更小。在小封裝中具有極高的功率潛力（400 至 500 W）。

缺點：產生高頻噪音。

最基本的拓撲結構利用帶三角波（或鋸齒波）振蕩器的脈寬調制 (PWM)。圖 1 顯示了基于 PWM 的半橋 D 類放大器的簡化框圖。它由一個脈寬調制器、兩個輸出 MOSFET 和一個外部低通濾波器（L _F和 C _F）組成，用于恢復放大的音頻信號。如圖所示，兩個 MOSFET 通過將輸出節點交替連接到 V _DD來作為電流導向開關工作和地，因此 D 類放大器的最終輸出是高頻方波。輸出方波由輸入音頻信號進行脈寬調制。PWM 是通過將輸入音頻信號與內部生成的三角波（或鋸齒波）振蕩器進行比較來實現的。產生的方波占空比與輸入信號的電平成正比。當沒有輸入信號時，輸出波形的占空比等于 50%。圖 2 說明了由于輸入信號電平變化而產生的 PWM 輸出波形。

這種基本拓撲有一些缺點：非常低的電源抑制比和高 THD。輸出信號的質量高度依賴于三角波的線性度和穩定性，這使電路顯著復雜化。
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圖 1：半橋 D 類放大器，基本拓撲

圖 2：輸出信號脈沖寬度隨輸入信號成比例變化

D 類音頻放大器最常用的拓撲結構之一稱為自振蕩。自振蕩 D 類音頻放大器的特點是開環帶寬等于開關頻率，這與傳統的 PWM 放大器不同，傳統 PWM 放大器的環路帶寬通常限于開關頻率的十分之一。這種增加的環路帶寬在低頻下提供了有價值的環路增益，這有利于降低總諧波失真 (THD)。

有多種設計自振蕩 D 類功率放大器的方法，例如：

• 滯后切換，見 圖 3。

該電路的明顯缺點是開關頻率隨電源電壓的變化而變化。可以通過使用開關波形本身作為遲滯反饋來進行微小的修改。沿著這些路線構建的放大器通常會產生相當可觀的性能，這是這種安排的流行原因。這里最重要的問題是產生的最小脈沖寬度僅為空閑脈沖寬度的一半。工作頻率隨調制指數波動很大，遵循拋物線，在零調制時達到最大值，在最大調制時達到零。結果是調制接近削波，因為開關頻率穿過音頻頻帶。

圖 3：遲滯開關拓撲
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圖 4：遲滯開關放大器輸出信號

• 移相控制振蕩

圖 5：相移控制振蕩拓撲

圖 6：相移控制的振蕩放大器輸出信號

一種在不使用滯后的情況下獲得自振蕩的方法采用反饋網絡的相移來產生穩定的自振蕩。放大器將以反饋網絡具有 180 度相移的頻率振蕩。這種方法的一個相當令人愉悅的特性是，與滯后調制器相比，可以使開關頻率穩定得多。理論上，最大調制時的最小脈沖寬度變為零（實際上，大約是有源電子設備傳播延遲的兩倍）。在此過程中，開關頻率仍會降至零，但時間會很晚，屆時載波中的能量將少得多。通過二階濾波器重建后，殘差的幅度幾乎保持不變。即使在仔細聆聽的條件下，

相位控制的一個顯著缺點是調制本質上是非線性的，在大調制指數時會增加失真。

然而，這種拓撲結構提供了適用于大多數應用的簡單低成本解決方案。對于 HV PAK 設計，請參閱第 1.1 節和第 1.2 節。

• 使用重構濾波器的相移控制

重構濾波器的相移通常被視為負擔，很少被視為優勢。二階濾波器對于構建移相控制放大器非常有趣。需要提醒的是，開關頻率設置得遠遠超出濾波器的轉角頻率。在任何足夠高的頻率下，二階低通濾波器都會產生接近 180 度的相移。變化的負載條件只會影響到幾度的數量級。

然而，圍繞這樣的過濾器關閉負反饋循環是不夠的。振蕩發生在恰好 180 度的相移（其他 180 度由極性反轉提供），這只發生在無窮遠處。一個額外的網絡是為了使相移遠離低于所需開關頻率的 180 度，而另一個網絡則將其推到該頻率以上。任何實際電路都已經免費提供后者。比較器和功率級的組合傳播延遲構成與頻率成正比的相移。前者可以像反饋路徑中的相位超前網絡一樣簡單。

圖 7：使用重構濾波器拓撲的相移控制

由于在任何有用的振蕩頻率下，輸出濾波器的相移為 180 度，因此將在傳播延遲和相位超前抵消的頻率處發生振蕩。應注意確保在任何實際負載條件下都不存在具有 180 度相移的第二個點，因為該點肯定是物理諧振頻率濾波器。如果不這樣做，通常會導致放大器在沒有連接負載的情況下第一次過載時失效。請參見圖 8，其中 H _lpf是 LC 濾波器的傳遞函數，而 H _fbn是反饋網絡的傳遞函數Delay(s) 是表示傳播延遲的線性相移函數。

圖 8：相移

使用重構濾波器拓撲的相移控制比之前描述的拓撲有很大的優勢。負反饋回路包含重建濾波器，這允許完全補償任何非線性。使用這種拓撲設計的放大器能夠產生極低的 THD+N，可以與 AB 類競爭，同時具有 D 類的所有優點。

一、設計運營

完整的電路設計文件可以在這里找到。它是使用GreenPAK Designer 軟件制作的。

1.1. 簡單的移相控制振蕩放大器

使用 HV PAK 構建一個簡單的相移控制振蕩放大器至少需要兩個宏單元：ACMP 和 HV OUT CTRL。圖 10 顯示了此類設備的 GreenPAK Designer 項目。該放大器提供了一個簡單的解決方案，需要更少的外部組件，這意味著更少的 PCB 表面。可以看出，該項目僅使用了一個高壓橋（單聲道）。另一個通道可用作第二個通道（立體聲）或驅動電機或螺線管，例如，在對講設備中鎖定/解鎖門。此外，該設計在低電平有效的 PIN 2 上具有使能功能。該原理圖具有相對較高的振蕩頻率，接近 680 kHz，但在這種情況下，這是一個優勢。頻率越高，輸出濾波器 L1、L2 和 C4 越小。圖 9 顯示了測試 PCB 及其尺寸。如果需要的話，

該放大器具有以下特點：

• 電源電壓 – 3.5 V 至 5 V
• 電流消耗（無輸入信號）– 3.2 mA
• 待機電流（啟用 – 低） – 0.82 mA
• 輸出功率（電源 – 5V，負載 – 4 歐姆） – 3 W（最大）
• 增益 – 20 dB
• 輸入電阻 – 5.6 kOhm

圖 9：測試 PCB。上 - 左，下 - 右
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圖 10：簡單的相移控制振蕩放大器項目

此外，如前所述，該設計可以選擇通過 HV OUT CTRL1 橋來驅動電動機、螺線管、繼電器或類似設備。在這種情況下，它被配置為兩個獨立的半橋，可以單獨控制。PIN 20 控制輸出到 PIN 9 的半橋，PIN 17 控制輸出到 PIN 10 的半橋。PIN 14 用于啟用橋（高電平有效）。

1.1.1 宏單元配置?

表 1：PIN 設置
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表 2：LUT 設置
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表 3：ACMP 設置
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表 4：高壓輸出設置

1.2 無輸出濾波器的移相控制振蕩放大器?

從之前的設計中可以看出，盡管外部元件數量少且 HV PAK 封裝尺寸小，但該器件占據了 PCB 面積的很大一部分。雖然可以將電阻器和電容器的尺寸減小到 0201（而不是 0805），但除了 R5，由于大電流，不可能使用更小的電感 L1 和 L2。下一個設計允許解決此問題。

在全橋 D 類放大器的傳統設計中，高頻和低頻信號在電橋輸出端都被反轉。因此，輸出濾波器可防止負載分流高頻信號。

如圖 11 所示，該設計提供了一種解決方案，其中兩個輸出（PIN 7 和 PIN 8）上的高頻信號同相，因此電流不會流過負載。同時，這些引腳上的音頻信號將相互反轉。

圖 11：無輸出濾波器項目的移相控制振蕩放大器

與前一個設計相比，此設計使用了更多的外部組件，但由于沒有兩個電感器，因此 PCB 占用空間更小，請參見圖 12。

圖 12：不帶輸出濾波器的測試 PCB。上 - 左，下 - 右

該器件的工作方式與前一章中描述的放大器相同，但 HV 輸出配置為兩個獨立的半橋。這允許獨立控制兩個輸出。每個半橋使用兩個 ACMP，構建了兩個相同的振蕩器，它們由電容器 C3 同步。這導致兩個輸出上的相同（同相）方波電壓。這意味著輸出引腳可以短接，不會泄漏高頻電流。

同時，音頻信號被引入到兩個 ACMP 的相反輸入端。這導致輸出信號被反相調制。因此，只有低頻電流會流過負載，從而無需輸出濾波器。

該放大器具有以下特點：

• 電源電壓 – 3.5 V 至 5 V
• 電流消耗（無輸入信號）– 2.1 mA
• 待機電流（啟用 – 低） – 0.82 mA
• 輸出功率（電源 – 5V，負載 – 4 歐姆） – 3 W（最大）
• 增益 – 20 dB
• 輸入電阻 – 2 kOhm

表 5：PIN 設置

表 6：LUT 設置

表 8：高壓輸出設置

結論

可以看出，使用高電壓 GreenPAK IC 構建簡單的低成本 D 類放大器非常容易。本文檔中顯示的兩種設計都是可基于SLG47105構建的器件的最簡單版本。它們不打算成為 Hi-Fi 設備的一部分，但仍可用于便攜式音頻設備、對講機、門鈴等。第 1.1 節中描述的放大器可以修改為立體聲放大器，或者其余的全電橋（或兩個半橋）可用于驅動任何大電流負載，例如直流電機、螺線管、繼電器、大功率 LED 等。最后一條語句也適用于第 1.2 節中描述的放大器。


審核編輯：劉清

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