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摘要：D類放大器的高效特性，使其成為便攜式和大功率應用的理想選擇。傳統的D類放大器需要一個外部低通濾波器，以從脈寬調制信號(PWM)輸出波形中提取音頻信號。然而，許多現代D類放大器采用先進的調制技術，可使各種應用免去外部濾波器并降低電磁干擾(EMI)。省掉外部濾波器不僅降低了電路板的空間要求，同時也大幅降低了很多便攜式/緊湊型應用的成本。
過去，基于PWM方式的典型D類放大器需要外部濾波元件，會產生EMI/EMC兼容性問題，并且THD+N性能較差，因此與線性放大器相比，它的高效優勢大為失色。然而，最新一代的D類放大器采用先進的調制和反饋技術，可很好地緩解上述問題。
圖1. 該簡化功能框圖展示了一個基本的半橋式D類放大器的結構。
圖2. 輸出信號脈寬與輸入信號幅值成正比。
為了從PWM波形中提取出放大后的音頻信號，需將D類放大器的輸出送入一個低通濾波器。圖1中的LC低通濾波器作為無源積分器(假設濾波器的截止頻率比輸出級的開關頻率至少低一個數量級)，它的輸出等于方波的平均值。此外，低通濾波器可防止在阻性負載上耗散高頻開關能量。假設濾波后的輸出電壓(VO_AVG)和電流(IAVG)在單個開關周期內保持恒定。這種假設較為準確，因為fSW比音頻輸入信號的最高頻率要高得多。因此，占空比與濾波后的輸出電壓之間的關系，可通過對電感電壓和電流進行簡單的時間域分析得到。
流經電感的瞬時電流為：
其中，VL(t)是圖1中使用符號法則后的電感瞬時電壓。
由于流入負載的平均電流(IAVG)在單個開關周期內可以看作是恒定的，所以開關周期(TSW)開始時的電感電流必定與開關周期結束時的電感電流相同，如圖3所示。
借助數學術語，可用以下等式表示：
圖3. 基本的半橋式D類放大器中，濾波器電感電流和電壓波形。
等式2表明，電感電壓在一個開關周期內的積分必定為0。利用等式2并觀察圖3給出的VL(t)波形，可以看出，各區域面積(AON和AOFF)的絕對值只有彼此相等，等式2才能成立。基于這一信息，我們可以利用開關波形占空比來表示濾波后的輸出電壓：
將等式4和5代入等式3，得到以下等式：
最后，得到VO的表達式：
式中D是輸出開關波形的占空比。
典型的D類放大器采用具有噪聲整形功能的反饋環路，可極大地降低由脈寬調制器、輸出級以及電源電壓偏離的非線性所引入的帶內噪聲。這種拓撲與用在Σ-Δ調制器中的噪聲整形類似。為闡明噪聲整形功能，圖4給出了一個1階噪聲整形器的簡化框圖。反饋網絡通常包含一個電阻分壓網絡，但為簡便起見，圖4的反饋比例為1。由于理想積分器的增益與頻率成反比，圖中積分器的傳遞函數也被簡化為1/s。同時假定PWM模塊具有單位增益，并且在控制環路中具有零相位偏移。使用基本的控制模塊分析方法，可得到以下輸出表達式：
圖4. D類放大器的控制環路包含1階噪聲整形電路，可將大部分噪聲推至帶外。
由等式8可知，噪聲項En(s)與一個高通濾波器函數(噪聲傳遞函數)相乘，而輸入項VIN(s)與一個低通濾波器函數(信號傳遞函數)相乘。噪聲傳遞函數的高通濾波器對D類放大器的噪聲進行整形。如果輸出濾波器的截止頻率選取得當，大部分噪聲會被推至帶外(圖4)。上述例子使用的是1階噪聲整形器，而多數現代D類放大器采用高階噪聲整形拓撲，以便進一步優化線性和電源抑制特性。
圖5. 傳統的全橋式D類輸出級，使用兩個半橋輸出級對負載進行差分驅動。
圖6展示了傳統的、基于PWM的BTL型D類放大器輸出波形。在圖6中，各輸出波形彼此互補，從而在負載兩端產生一個差分PWM信號。與半橋式拓撲類似，輸出端需要一個外部LC濾波器，用于提取低頻音頻信號并防止在負載上耗散高頻能量。
圖6. 傳統的全橋式D類輸出波形彼此互補，在負載兩端產生一個差分PWM信號。
全橋式D類放大器除具有與AB類BTL放大器相同的優點外，還具有高效特性。BTL放大器的第一個優點是，采用單電源供電時輸出端不需要隔直電容。半橋式放大器則不然，因為它的輸出會在VDD與地之間擺動，空閑時占空比為50%。這意味著它的輸出具有約VDD/2的直流偏移。全橋式放大器中，這個偏移會出現在負載的兩側，輸出端的直流電流為零。它們具有的第二個優點是，在相同的電源電壓下，輸出信號擺幅是半橋式放大器的2倍，因為負載是差分驅動的。在相同電源電壓下，理論上它可提供的最大輸出功率是半橋式放大器的4倍。
然而，全橋式D類放大器所需的MOSFET開關個數也是半橋式拓撲的2倍。一些人會認為這是它的缺點，因為更多的開關意味著會產生更多的傳導和開關損耗。然而，這僅對于大功率輸出的放大器(> 10W)是正確的，因為它們需要更高的輸出電流和電源電壓。有鑒于此，半橋式放大器憑借微弱的效率優勢，而常常在大功率應用中被采用。大多數大功率的全橋式放大器在驅動8Ω負載時，功效在80%到88%之間。然而，當每個通道向8Ω負載注入高于14W的功率時，類似MAX9742的半橋式放大器可獲得90%以上的效率。
圖7給出了MAX9700免濾波器調制器拓撲的簡化功能框圖。與傳統的PWM型BTL放大器不同，每個半橋都有自己專用的比較器，從而可獨立控制每個輸出。調制器由差分音頻信號和高頻鋸齒波驅動。當兩個比較器輸出均為低電平時，D類放大器的每個輸出均為高。與此同時，或非門的輸出變為高電平，但會因為RON和CON組成的RC電路而產生一定延時。一旦或非門延時輸出超過特定門限，開關SW1和SW2即會閉合。這將使OUT+和OUT-變為低，并保持到下個采樣周期的開始。這種設計使得兩個輸出同時開通一段最短時間(tON(MIN))，這個時間由RON和CON的值決定。如圖8所示，輸入為零時，兩個輸出同相并具有tON(MIN)的脈沖寬度。隨著音頻輸入信號的增加或減小，其中一個比較器會在另一個之前先翻轉。這種工作特性外加最短時間導通電路的作用，將促使一個輸出改變其脈沖寬度，另一個輸出的脈沖寬度保持為tON(MIN) (圖8)。這意味著每個輸出的平均值都包含輸出音頻信號的半波整流結果。對兩路輸出的平均值進行差值運算，便可得到完整的輸出音頻波形。
圖7. 該簡化功能框圖展示了MAX9700免濾波器D類調制器的拓撲。
圖8. MAX9700免濾波器調制器拓撲的輸入和輸出波形。
由于MAX9700的輸出端在空閑時為同相信號，所以負載兩端沒有差分電壓，從而最大限度降低了靜態功耗，并且無需外部濾波器。Maxim的免濾波器D類放大器從輸出中提取音頻信號時并不依靠外部LC濾波器，而是依靠揚聲器負載固有的電感以及人耳的聽覺特性來恢復音頻信號。揚聲器電阻(RE)和電感(LE)形成一個1階低通濾波器，其截止頻率為：
對大多數揚聲器而言，這個1階滾降足以恢復音頻信號，并可防止在揚聲器電阻上耗散過多高頻開關能量。即使依然存在殘余開關能量使揚聲器組件產生運動，這些頻率也無法被人耳聽到或影響聽覺感受。使用免濾波器D類放大器時，為獲得最大輸出功率，揚聲器負載應保證在放大器開關頻率下仍為感性負載。
通過抖動或隨機化D類放大器的開關頻率實現擴譜調制。實際開關頻率相對于標稱開關頻率的變化范圍可達到±10%盡管開關波形的各個周期會隨機變化，但占空比不受影響，因此輸出波形可以保留音頻信息。圖9a和9b顯示了MAX9700的寬帶輸出頻譜，可以看到擴譜調制的效果。擴譜調制有效展寬了輸出信號的頻譜能量，而不是使頻譜能量集中在開關頻率及其各次諧波上。換句話說，輸出頻譜的總能量沒有變，只是重新分布在更寬的頻帶內。這樣就降低了輸出端的高頻能量峰，因而將揚聲器電纜輻射EMI的機會降至最少。雖然一些頻譜噪聲可能由擴譜調制引入音頻帶寬內，這些噪聲可以被反饋環路的噪聲整形功能抑制掉。
圖9a. 固定開關頻率下MAX9700的寬帶輸出頻譜。
圖9b. 擴譜調制將MAX9700的頻譜能量分布在更寬的頻帶內。
Maxim的很多免濾波器D類放大器還允許開關頻率同步至一個外部時鐘信號。因此用戶可以將放大器開關頻率設置到相對不敏感的頻率范圍內。
盡管擴譜調制極大地改善了免濾波器D類放大器的EMI性能，為了滿足FCC或CE輻射標準，實際上還是需要對揚聲器電纜長度加以限制。如果設備因揚聲器電纜過長而沒能通過輻射測試，則需要一個外部輸出濾波器來衰減輸出波形的高頻分量。對于具有適度揚聲器電纜長度的許多應用來說，在輸出端安裝磁珠/濾波電容即可滿足要求。EMI性能對布局也十分敏感，為確保滿足適用的FCC和CE標準，必需嚴格遵循PCB布局原則。
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引言
大多數音頻系統設計工程師都非常清楚，D類放大器與線性音頻放大器(如A類、B類和AB類)相比，在功效上有相當的優勢。對于線性放大器(如AB類)來說，偏置元件和輸出晶體管的線性工作方式會損耗大量功率。因為D類放大器的晶體管只是作為開關使用的，用來控制流過負載的電流方向，所以輸出級的功耗極低。D類放大器的功耗主要來自輸出晶體管導通阻抗、開關損耗和靜態電流開銷。放大器的功耗主要以熱量的形式耗散。D類放大器對散熱器的要求大為降低，甚至可省掉散熱器，因此非常適用于緊湊型大功率應用。過去，基于PWM方式的典型D類放大器需要外部濾波元件，會產生EMI/EMC兼容性問題，并且THD+N性能較差，因此與線性放大器相比，它的高效優勢大為失色。然而，最新一代的D類放大器采用先進的調制和反饋技術，可很好地緩解上述問題。
D類放大器基礎
現代D類放大器使用多種調制器拓撲結構，而最基本的拓撲組合了脈寬調制(PWM)以及三角波(或鋸齒波)振蕩器。圖1給出一個基于PWM的半橋式D類放大器簡化框圖。它包括一個脈寬調制器，兩個輸出MOSFET，和一個用于恢復被放大的音頻信號的外部低通濾波器(LF和CF)。如圖所示，p溝道和n溝道MOSFET用作電流導向開關，將其輸出節點交替連接至VDD和地。由于輸出晶體管使輸出端在VDD或地之間切換，所以D類放大器的最終輸出是一個高頻方波。大多數D類放大器的開關頻率(fSW)通常在250kHz至1.5MHz之間。音頻輸入信號對輸出方波進行脈寬調制。音頻輸入信號與內部振蕩器產生的三角波(或鋸齒波)進行比較，可得到PWM信號。這種調制方式通常被稱作"自然采樣"，其中三角波振蕩器作為采樣時鐘。方波的占空比與輸入信號電平成正比。沒有輸入信號時，輸出波形的占空比為50%。圖2顯示了不同輸入信號電平下所產生的PWM輸出波形。圖1. 該簡化功能框圖展示了一個基本的半橋式D類放大器的結構。
圖2. 輸出信號脈寬與輸入信號幅值成正比。
為了從PWM波形中提取出放大后的音頻信號，需將D類放大器的輸出送入一個低通濾波器。圖1中的LC低通濾波器作為無源積分器(假設濾波器的截止頻率比輸出級的開關頻率至少低一個數量級)，它的輸出等于方波的平均值。此外，低通濾波器可防止在阻性負載上耗散高頻開關能量。假設濾波后的輸出電壓(VO_AVG)和電流(IAVG)在單個開關周期內保持恒定。這種假設較為準確，因為fSW比音頻輸入信號的最高頻率要高得多。因此，占空比與濾波后的輸出電壓之間的關系，可通過對電感電壓和電流進行簡單的時間域分析得到。
流經電感的瞬時電流為：
其中，VL(t)是圖1中使用符號法則后的電感瞬時電壓。
由于流入負載的平均電流(IAVG)在單個開關周期內可以看作是恒定的，所以開關周期(TSW)開始時的電感電流必定與開關周期結束時的電感電流相同，如圖3所示。
借助數學術語，可用以下等式表示：
圖3. 基本的半橋式D類放大器中，濾波器電感電流和電壓波形。
等式2表明，電感電壓在一個開關周期內的積分必定為0。利用等式2并觀察圖3給出的VL(t)波形，可以看出，各區域面積(AON和AOFF)的絕對值只有彼此相等，等式2才能成立。基于這一信息，我們可以利用開關波形占空比來表示濾波后的輸出電壓：
將等式4和5代入等式3，得到以下等式：
最后，得到VO的表達式：
式中D是輸出開關波形的占空比。
利用反饋改善性能
許多D類放大器采用PWM輸出至器件輸入的負反饋環路。閉環方案不僅可以改善器件的線性，而且使器件具備電源抑制能力。開環放大器卻正相反，它的電源抑制能力微乎其微(如果有的話)。在閉環拓撲中，因為會檢測輸出波形并將其反饋至放大器的輸入端，所以能夠在輸出端檢測到電源的偏離情況，并通過控制環路對輸出進行校正。閉環設計的優勢是以可能出現的穩定性問題為代價的，這也是所有反饋系統共同面臨的問題。因此必須精心設計控制環路并進行補償，確保在任何工作條件下都能保持穩定。典型的D類放大器采用具有噪聲整形功能的反饋環路，可極大地降低由脈寬調制器、輸出級以及電源電壓偏離的非線性所引入的帶內噪聲。這種拓撲與用在Σ-Δ調制器中的噪聲整形類似。為闡明噪聲整形功能，圖4給出了一個1階噪聲整形器的簡化框圖。反饋網絡通常包含一個電阻分壓網絡，但為簡便起見，圖4的反饋比例為1。由于理想積分器的增益與頻率成反比，圖中積分器的傳遞函數也被簡化為1/s。同時假定PWM模塊具有單位增益，并且在控制環路中具有零相位偏移。使用基本的控制模塊分析方法，可得到以下輸出表達式：
圖4. D類放大器的控制環路包含1階噪聲整形電路，可將大部分噪聲推至帶外。
由等式8可知，噪聲項En(s)與一個高通濾波器函數(噪聲傳遞函數)相乘，而輸入項VIN(s)與一個低通濾波器函數(信號傳遞函數)相乘。噪聲傳遞函數的高通濾波器對D類放大器的噪聲進行整形。如果輸出濾波器的截止頻率選取得當，大部分噪聲會被推至帶外(圖4)。上述例子使用的是1階噪聲整形器，而多數現代D類放大器采用高階噪聲整形拓撲，以便進一步優化線性和電源抑制特性。
D類拓撲—半橋與全橋
很多D類放大器還會使用全橋輸出級。一個全橋使用兩個半橋輸出級，并以差分方式驅動負載。這種負載連接方式通常稱為橋接負載(BTL)。如圖5所示，全橋結構是通過轉換負載的導通路徑來工作的。因此負載電流可以雙向流動，無需負電源或隔直電容。圖5. 傳統的全橋式D類輸出級，使用兩個半橋輸出級對負載進行差分驅動。
圖6展示了傳統的、基于PWM的BTL型D類放大器輸出波形。在圖6中，各輸出波形彼此互補，從而在負載兩端產生一個差分PWM信號。與半橋式拓撲類似，輸出端需要一個外部LC濾波器，用于提取低頻音頻信號并防止在負載上耗散高頻能量。
圖6. 傳統的全橋式D類輸出波形彼此互補，在負載兩端產生一個差分PWM信號。
全橋式D類放大器除具有與AB類BTL放大器相同的優點外，還具有高效特性。BTL放大器的第一個優點是，采用單電源供電時輸出端不需要隔直電容。半橋式放大器則不然，因為它的輸出會在VDD與地之間擺動，空閑時占空比為50%。這意味著它的輸出具有約VDD/2的直流偏移。全橋式放大器中，這個偏移會出現在負載的兩側，輸出端的直流電流為零。它們具有的第二個優點是，在相同的電源電壓下，輸出信號擺幅是半橋式放大器的2倍，因為負載是差分驅動的。在相同電源電壓下，理論上它可提供的最大輸出功率是半橋式放大器的4倍。
然而，全橋式D類放大器所需的MOSFET開關個數也是半橋式拓撲的2倍。一些人會認為這是它的缺點，因為更多的開關意味著會產生更多的傳導和開關損耗。然而，這僅對于大功率輸出的放大器(> 10W)是正確的，因為它們需要更高的輸出電流和電源電壓。有鑒于此，半橋式放大器憑借微弱的效率優勢，而常常在大功率應用中被采用。大多數大功率的全橋式放大器在驅動8Ω負載時，功效在80%到88%之間。然而，當每個通道向8Ω負載注入高于14W的功率時，類似MAX9742的半橋式放大器可獲得90%以上的效率。
省去輸出濾波器—免濾波器調制器
傳統D類放大器的一個主要缺點就是它需要外部LC濾波器。這不僅增加了方案總成本和電路板空間，也可能因濾波元件的非線性而引入額外失真。幸好，很多現代D類放大器采用了先進的"免濾波器"調制方案，從而省掉或至少是最大限度降低了外部濾波器要求。圖7給出了MAX9700免濾波器調制器拓撲的簡化功能框圖。與傳統的PWM型BTL放大器不同，每個半橋都有自己專用的比較器，從而可獨立控制每個輸出。調制器由差分音頻信號和高頻鋸齒波驅動。當兩個比較器輸出均為低電平時，D類放大器的每個輸出均為高。與此同時，或非門的輸出變為高電平，但會因為RON和CON組成的RC電路而產生一定延時。一旦或非門延時輸出超過特定門限，開關SW1和SW2即會閉合。這將使OUT+和OUT-變為低，并保持到下個采樣周期的開始。這種設計使得兩個輸出同時開通一段最短時間(tON(MIN))，這個時間由RON和CON的值決定。如圖8所示，輸入為零時，兩個輸出同相并具有tON(MIN)的脈沖寬度。隨著音頻輸入信號的增加或減小，其中一個比較器會在另一個之前先翻轉。這種工作特性外加最短時間導通電路的作用，將促使一個輸出改變其脈沖寬度，另一個輸出的脈沖寬度保持為tON(MIN) (圖8)。這意味著每個輸出的平均值都包含輸出音頻信號的半波整流結果。對兩路輸出的平均值進行差值運算，便可得到完整的輸出音頻波形。
圖7. 該簡化功能框圖展示了MAX9700免濾波器D類調制器的拓撲。
圖8. MAX9700免濾波器調制器拓撲的輸入和輸出波形。
由于MAX9700的輸出端在空閑時為同相信號，所以負載兩端沒有差分電壓，從而最大限度降低了靜態功耗，并且無需外部濾波器。Maxim的免濾波器D類放大器從輸出中提取音頻信號時并不依靠外部LC濾波器，而是依靠揚聲器負載固有的電感以及人耳的聽覺特性來恢復音頻信號。揚聲器電阻(RE)和電感(LE)形成一個1階低通濾波器，其截止頻率為：
對大多數揚聲器而言，這個1階滾降足以恢復音頻信號，并可防止在揚聲器電阻上耗散過多高頻開關能量。即使依然存在殘余開關能量使揚聲器組件產生運動，這些頻率也無法被人耳聽到或影響聽覺感受。使用免濾波器D類放大器時，為獲得最大輸出功率，揚聲器負載應保證在放大器開關頻率下仍為感性負載。
擴譜調制使EMI最小化
免濾波器工作方式的一個缺點就是可能通過揚聲器電纜輻射EMI。由于D類放大器的輸出波形為高頻方波，并具有陡峭的過渡邊沿，因此輸出頻譜會在開關頻率及開關頻率倍頻處包含大量頻譜能量。在緊靠器件的位置沒有安裝外部輸出濾波器的話，這些高頻能量就會通過揚聲器電纜輻射出去。Maxim的免濾波器D類放大器采用享有專利的擴譜調制*方案，可幫助緩解可能的EMI問題。通過抖動或隨機化D類放大器的開關頻率實現擴譜調制。實際開關頻率相對于標稱開關頻率的變化范圍可達到±10%盡管開關波形的各個周期會隨機變化，但占空比不受影響，因此輸出波形可以保留音頻信息。圖9a和9b顯示了MAX9700的寬帶輸出頻譜，可以看到擴譜調制的效果。擴譜調制有效展寬了輸出信號的頻譜能量，而不是使頻譜能量集中在開關頻率及其各次諧波上。換句話說，輸出頻譜的總能量沒有變，只是重新分布在更寬的頻帶內。這樣就降低了輸出端的高頻能量峰，因而將揚聲器電纜輻射EMI的機會降至最少。雖然一些頻譜噪聲可能由擴譜調制引入音頻帶寬內，這些噪聲可以被反饋環路的噪聲整形功能抑制掉。
圖9a. 固定開關頻率下MAX9700的寬帶輸出頻譜。
圖9b. 擴譜調制將MAX9700的頻譜能量分布在更寬的頻帶內。
Maxim的很多免濾波器D類放大器還允許開關頻率同步至一個外部時鐘信號。因此用戶可以將放大器開關頻率設置到相對不敏感的頻率范圍內。
盡管擴譜調制極大地改善了免濾波器D類放大器的EMI性能，為了滿足FCC或CE輻射標準，實際上還是需要對揚聲器電纜長度加以限制。如果設備因揚聲器電纜過長而沒能通過輻射測試，則需要一個外部輸出濾波器來衰減輸出波形的高頻分量。對于具有適度揚聲器電纜長度的許多應用來說，在輸出端安裝磁珠/濾波電容即可滿足要求。EMI性能對布局也十分敏感，為確保滿足適用的FCC和CE標準，必需嚴格遵循PCB布局原則。
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