射頻架構之零中頻架構技術解析

零中頻架構是將基帶直接變為射頻，與超外差方案相比，減小了中頻和本振射頻電路、中頻濾波器等的使用，因此零中頻架構收發信機具有體積小、功耗低、便于集成等優點。零中頻架構收發信機的架構框圖如圖所示。零中頻架構的優點：

將信號分為實部與虛部傳輸，降低的基帶的資源損耗，提高了頻譜利用率

由于沒有中頻，降低濾波器設計難度

由于信號傳輸分為正交差分傳輸，減小共模干擾

圖1零中頻收發信機架構框圖

零中頻方案雖然有體積小、功耗低等優點，同時也存在一些缺陷。

本振泄漏

零中頻方案中射頻與本振頻率相等，如果射頻與本振之間隔離不好，本振信號通過內部直接饋通至射頻，泄漏的本振與本振混頻，混頻出直流信號疊加到基帶信號中，造成信號解調的失真。零中頻本振泄漏示意圖如圖2-10所示。

圖2 零中頻本振泄漏示意圖

直流偏移

零中頻方案存在的另一個缺陷是直流偏移（DC-offset），直流偏移主要由本振泄漏、電路干擾引起。直流偏移會疊加在基帶信號中，對基帶造成干擾，同時直流偏移可能會導致電路飽和，無法放大。下面給出了直流偏移存在對電路影響的數學分析。

正交的基帶信號I、Q可用式（1.1）表示。

零中頻正交頻率源可用式（1.2）表示。

式（1.3）給出了零中頻混頻輸出的射頻表達式。

（1.3）

由上式可以看出：

其中1/2cos(ω+ωc)t+AB/2cos(ωt+ωct+ψ+θ)是想要的上邊帶，1/2cos(ωc-ω)t-AB/2cos(-ωt+ωct+ψ-θ)是泄漏的下邊帶，即鏡頻。EBsin(ωc+ψ)是載波泄漏，由式可以得出載波泄漏是由直流偏移引起的。

直流偏移對EVM的影響

DC-offset存在對系統最直接的影響是對EVM指標的惡化，DC-offset對EVM的影響如圖3所示。理想的π/4 QPSK如圖3（a）所示。直流偏移對星座圖的影響如圖3（b）所示。

（a）理想的pi/4 QPSK （b）直流偏移對星座圖的影響

圖3 DC-offset對EVM的影響

從圖3可以看出，直流位移導致星座圖整體偏移，位移矢量越大，EVM惡化程度越大。所以，零中頻發射機的核心在于如何控制直流偏移帶來的EVM 惡化。EVM與DC-offset的關系可表示為：

EVM與SNR的數學關系分析如圖4所示。

圖4 EVM與SNR的數學關系分析

從圖中可以看出DC-offset性能-20dBc，對EVM的影響為10%；

DC-offset性能-35dBc，對EVM的影響為1.8%；

DC-offset性能-40dBc，對EVM的影響為1%；

為了保證系統的通信質量，需降低DC-offset。

由公式（1.5）可以得出零中頻方案直流偏移的解決辦法是采用對消辦法將基帶信號的直流偏移消除。改造后的零中頻方案如圖5所示，通過在基帶信號的共模電壓上加入微調電壓實現降低直流偏移的影響。可調差分偏置：E+

圖5 改造后的零中頻

幅度相位的不平衡

由于硬件電路的偏差，基帶信號經過硬件電路的DA/AD的變化、放大會出現幅度與相位的偏差，I/Q兩路電路結構上的差異帶來的幅度不平衡及相位不平衡，在頻域上表現為鏡像，純零中頻鏡像的位臵與信號重疊，鏡像的存在極大的惡化了系統的性能指標。

幅度不平衡來源：I/Q鏈路的混頻器的增益以及DAC的不對稱（無法完全一樣）；

DAC與調制器直接的低通濾波器無法做成完全一樣（包括無源電容電感以及走線）

相位不平衡來源：?調制器內部的90°移相器

I/Q 走線

I,Q 的DAC 采樣時鐘的相位差

幅度不平衡的影響分析：

相位不平衡的影響分析：

幅度相位不平衡的解決辦法：算法處理

算法通過FPGA采樣不平衡泄露干擾，采用迭代算法，產生反向偏移，抵消幅度與相位不平衡產生的鏡像干擾。

超外差結構

超外差結構系統是由Armstrong在1917年提出的，自提出至今仍被廣泛使用，超外差結構由于采用二次變頻形式，在中頻電路中使用中頻濾波器，可以使系統獲得更好的選擇性，超外差結構收發信機框圖如圖2-2所示。

圖2-1 超外差結構收發信機框圖

前文提到超外差結構可以通過選擇中頻和濾波器獲得更好的選擇性。對于中頻選擇至關重要，中頻設計原則：

原則1：鏡像頻率需要足夠的過渡帶抑制，當出現一個頻率與本振相減為中頻的干擾信號時，干擾信號經過混頻器混頻輸出與中頻相同頻率的干擾信號，干擾信號會嚴重影響接收機的靈敏度。因此要降低鏡像頻率的干擾。

降低鏡像頻率干擾的方法是，通過預選濾波器將鏡像頻率干擾降到最低。由式（2.1）可知鏡像頻率產生的原因，式中fNF為鏡像頻率，fLO為本振頻率，fIF為中頻頻率。鏡像頻率與系統的關系如圖2-3所示。

? ?（2.1）

根據預選濾波器的帶外抑制，選擇合適的中頻。

圖2-3 鏡像頻率與系統的關系

原則2：M*RF+/-N*LO的雜散必須盡量少的落進中頻，保證M*N的雜散不影響接收機性能。如果落進中頻，盡量高階，如按223~231MHz，設置M、N為10階，計算無雜散落入中頻帶內，落入中頻帶內的雜散為高階混頻雜散，高階混頻雜散通常處于噪底下。雜散計算可用APPCAD計算，APPCAD混頻雜散仿真如圖2-4所示。