因此，它尤為適用于高增益和高精密性能的信號調理電路中。例如，傳感器（比如溫度、壓力或稱重傳感器）一般產生低電平輸出電壓，因此需要一個放大器來放大信號，同時不應引入更多誤差。零漂移放大器針對超低失調電壓和漂移、高共模抑制、高電源抑制以及更低的1/f噪聲而設計，是在高要求系統應用中（比如檢測應用）實現高分辨率的理想選擇，具有較長的產品生命周期。

零漂移放大器的基本架構

圖1顯示了基本斬波放大器（單位增益配置）的電路圖。直流增益路徑包括輸入斬波開關網絡(CHOPIN)、第一跨導放大器(Gm1)、輸出斬波開關網絡(CHOPOUT)、第二跨導放大器(Gm2)和頻率補償電容（C1和C2）。CHOP和CHOP''''''''通過時鐘發生器和函數控制，可校正不希望出現的放大器直流失調電壓(VOS)。

圖2顯示了相關時序圖以及預期輸出電壓(VOUT)。當CHOP時鐘信號為高電平（A階段），放大器Gm1的差分輸入和輸出連接至信號路徑，并且無反轉。由于存在VOS，因此產生正輸出電壓VOUT。當CHOP''''''''時鐘信號為高電平（B階段），Gm1的輸入和輸出連接信號路徑且反轉，并由于VOS而產生負輸出電壓。來自Gm1的正負輸出電壓使輸出電壓等于±VOS。時域中的這種斬波概念類似于頻域中的調制。換言之，Gm1失調電壓由CHOPOUT向上調制到斬波頻率。另一方面，輸入信號經由CHOPIN和CHOPOUT斬波兩次。這與向上調制然后向下調制到原始頻率的輸入信號相等。因此，進入輸出端的輸入信號不發生反轉。

正負輸出電壓（來自Gm1的±VOS）以電壓紋波的形式出現在VOUT（圖2）。此外，CHOP和CHOP''''''''時鐘通過開關相關的寄生電容耦合至差分輸入引腳。時鐘改變狀態后，電荷注入差分輸入引腳。這些注入的電荷經由有限輸入源阻抗轉換為輸出電壓毛刺。毛刺的幅度和形狀取決于輸入源阻抗以及差分輸入引腳上注入電荷的數量和匹配程度。這些輸出紋波和毛刺會產生開關偽像，并在噪聲頻譜中的斬波頻率和其整數倍數頻率處出現增長。此外，每個零漂移放大器的開關偽像幅度和頻率各有不同，并且各元件之間也有所不同。本文中，術語"斬波"和"開關頻率"可以互換使用。

圖1. 斬波架構

圖2. 斬波時序圖

數據手冊中的開關偽像

一般而言，零漂移放大器具有較大的寬帶噪聲和較低的開關頻率，范圍從幾千赫茲到幾十k赫茲。這限制了它們只能用于直流和低于100 Hz的應用，以使開關頻率保持在目標信號帶寬外。對于要求在更高帶寬下具有高精度和低漂移的應用，使用開關頻率較高的零漂移放大器很重要。事實上，開關頻率有時候可以看成零漂移放大器的品質因數。較新的零漂移放大器采用高級設計架構，針對在高很多的頻率下具有較小開關偽像而設計。例如，除了在4.8 MHz處對失調電壓進行斬波，高電壓、雙通道、零漂移放大器ADA4522-2還采用專利的失調和紋波校正環路，最大程度減少開關偽像。校正環路工作頻率為800 kHz，用于消除失調電壓±VOS（如圖2所示）。將±VOS下降至其初始值的1%能改善40 dB開關偽像。這樣可以減少系統設計人員實現系統級精度目標的工作量。

檢測開關偽像最簡單的方法是觀察放大器的電壓噪聲密度頻譜。圖3顯示了ADA4522-2折合到輸入的電壓噪聲密度圖。注意，通道B在其800 kHz開關頻率處表現出了噪聲頻譜的增加。正如前文所述，這種噪聲頻譜的增加是電荷注入失配產生的副作用。由于失配取決于器件對器件以及通道對通道，因此噪聲尖峰的幅度也有所不同，且并非所有器件都會表現出噪聲尖峰。例如，同一個器件的通道A在800 kHz開關頻率處并未表現出任何噪聲尖峰。各器件之間的開關頻率還可有10%到20%的差異，具體取決于片上時鐘振蕩器頻率的變化。

圖3. ADA4522-2電壓噪聲密度

不同零漂移放大器之間的噪聲對比

圖4顯示了三個不同高電壓、零漂移放大器折合到輸入的電壓噪聲密度。注意，測試的全部三個零漂移放大器都表現出了一定程度的開關偽像。某些開關偽像還在其整數倍頻率處重復。這些開關偽像可能非常大，并有可能在電路設計中引入誤差。因此，了解它們對電路的影響，然后找到減輕影響的方法很重要。如果放大器具有高于開關頻率的閉環頻率，那么這種噪聲頻譜的增加將會積分至整個帶寬中，并反映在輸出端。不僅如此，折合到輸入的電壓噪聲還會被放大器噪聲增益放大。例如，假定放大器配置為增益100，那么折合到輸出的有效噪聲電壓密度同樣會增加100倍。

圖4. 不同零漂移放大器的電壓噪聲密度

圖5. 積分輸出電壓噪聲

積分至放大器輸出端的總RMS噪聲取決于放大器帶寬。輸出電壓噪聲隨可用帶寬而滾降；因此，增益越高或帶寬越寬，則輸出放大器噪聲的幅度也就越大。圖5顯示了積分輸出電壓噪聲與頻率的關系。這張圖對于理解相對頻率的總積分噪聲很有用。例如，如果放大器的帶寬通過濾波而限制在100 kHz，那么放大器的固有電壓噪聲引起的總輸出噪聲可由該圖得知，如下所示：

表1. 輸出積分噪聲

使用通用乘法系數（稱為波峰因數）將RMS電壓轉換為峰峰值電壓，則峰峰值噪聲預計值如表1第三列所示。在一個5 V系統中，ADA4522-2提供18.6位峰峰值分辨率，而放大器B提供16.8位峰峰值分辨率。較低的總積分輸出噪聲總是有必要的，因為它增加了信噪比，并為整個系統帶來了更高的分辨率。

A圖5中需注意的另一個有意思的地方是積分噪聲在噪聲尖峰頻率處以階躍類函數的方式遞增。噪聲尖峰（噪聲能量增加）雖然很窄，但卻會大幅增加總輸出積分噪聲。

時域中的開關偽像

很多時候，在頻域的電壓噪聲密度頻譜中可以清楚地看到開關偽像。為了理解基于時間的開關偽像特性，可以將放大器配置為緩沖器，將其同相引腳接地，并通過示波器直接觀察輸出。圖6顯示了兩個零漂移放大器的典型輸出。注意，放大器A在多個幅度中表現出了輸出電壓尖峰。尖峰每隔0.66 μs就重復一次。這與圖4中1.51 MHz處看到的噪聲尖峰匹配。另一方面，ADA4522-2在時域中未表現出任何開關偽像（藍色圖形）。換言之，噪聲尖峰低于測量系統的噪底，無法測出。這樣，設計人員可以在驅動ADC的應用中使用ADA4522-2，并十分自信地知道噪聲尖峰不會有任何問題。

圖6. 時域中的輸出電壓噪聲

減少開關偽像的濾波器

圖7. 帶濾波器的零漂移放大器

圖8. 帶后置濾波器的單位增益零漂移放大器電壓噪聲密度

有多種方法可以減少開關偽像的影響。這些方法最終都有賴于限制放大器帶寬，使其低于開關頻率。使用濾波器是抑制噪聲尖峰的有效方式。最簡單的設計是在放大器輸出端放置一個電阻-電容網絡，形成低通濾波器（圖7A）。圖8顯示了零漂移放大器的電壓噪聲密度，后置濾波器設計為低于開關頻率10%或20%。800 kHz時的噪聲尖峰從36 nV/Hz（無后置濾波器）下降到4.1 nV/Hz（后置濾波器為80 kHz），低于放大器的低頻寬帶噪聲水平。由于后置濾波器位于開關頻率以下20%頻率處（后置濾波器為8 kHz），噪聲尖峰不再可見，而ADA4522-2與其他任何傳統放大器都別無二致。

某些應用可能無法在放大器輸出端使用RC網絡。放大器輸出電流流過濾波器電阻，導致電壓失調，引起輸出誤差。這種情況下，可以選擇在反饋環路兩端放置一個反饋電容來過濾噪聲尖峰（圖7(b)）。圖9顯示的是放大器配置為增益10時，無濾波以及在開關頻率下方10%處有后置濾波器或反饋濾波器情況下的輸出電壓噪聲密度。后置濾波器配置作為低通濾波器而言，比反饋電容更為有效。

圖9. 開關偽像隨濾波而減少

在高增益配置下使用零漂移放大器會有所幫助

很多設計人員都會使用零漂移放大器，但并未在系統中觀察到任何開關偽像。放大器配置可能是其中一個原因。零漂移放大器具有低漂移和失調特性，常用來在高增益（比如100到1000的增益）配置中對低電平幅度傳感器信號執行信號調理。在高增益配置下使用放大器的效果與在放大器端放置一個低通濾波器的效果是一樣的。隨著增益的增加，帶寬會下降。圖10顯示了高增益配置如何降低開關效應。當閉環增益為100時，開關偽像在噪聲曲線上幾乎不可見。

圖10. 放大器帶寬隨增益滾降

ADA4522-2用作零漂移放大器的優勢

ADI最新的零漂移運算放大器ADA4522-2采用專利和創新的電路拓撲，可實現高開關頻率，并且相比之前的產品能最大程度減少開關偽像。當單位增益帶寬為3 MHz且開關頻率為800 kHz和4.8 MHz時，40的增益配置便足夠過濾開關偽像，無需外部低通濾波。該器件具有低失調電壓漂移（22 nV/°C最大值）、低噪聲（5.8 nV/Hz，增益配置為100）、低輸入偏置電流（150 pA最大值）、高共模抑制和電源抑制性能，是電子秤、電流檢測、溫度傳感器前端、稱重傳感器和橋式傳感器等精密應用以及其他大量漂移關鍵型應用的理想選擇。

結論

零漂移放大器具有極低的失調電壓和漂移，是要求針對低電平信號進行高精度放大應用的理想選擇。下文提供一些使用建議。

1. 所有零漂移放大器都存在一定程度的開關偽像，這通常在電壓噪聲密度曲線中可以檢測到。

2. 不同器件的開關偽像幅度也有所不同。

3. 器件之間開關頻率的最大差異可達20%。

4. 開關偽像可在頻域和時域中檢測到。取決于具體應用，開關偽像可能導致誤差。

5. 零漂移放大器通常用于高增益配置中；此時帶寬下降，因而很多情況下開關偽像不會導致任何問題。

6. 減少開關偽像，從而降低輸出誤差量很重要。使用一個低通濾波器（RC后置濾波器或反饋電容）以便在開關頻率之前滾降放大器帶寬便可抑制偽像。

7. 高開關頻率可降低濾波器對于較寬、可用、且無偽像帶寬的要求。