雷達是如何能夠同時檢測來自多個不同目標的回波，然后根據(jù)多普勒頻率的不同進行區(qū)別分類呢？從原理上來說是非常簡單的，即雷達接收的回波信號通過被稱為多普勒濾波器的一組數(shù)字濾波器來實現(xiàn)，如下圖所示。

接收的雷達回波信號經(jīng)過一組并行的濾波器后實現(xiàn)多普勒頻率分離。每個濾波器的設計都是為了得到一個較窄的多普勒頻帶，如圖所示。在理想情況下，只有每個濾波器在接收信號的頻率落在對應的頻帶內(nèi)才會產(chǎn)生輸出；

而實際上由于濾波器旁瓣的原因，可能會在相鄰頻帶內(nèi)出現(xiàn)信號泄露。如果按照距離/多普勒頻率進行排序，則在每個距離單元上進行獨立的多普勒濾波處理。

多普勒濾波器組的每個中心頻率點從低到高順序排列，為了使相鄰濾波器跨越目標頻率時的信噪比損失最小化，濾波器的通帶之間總會設計成相互交疊的形式，如圖所示。因此，在濾波器組相互交疊的區(qū)域都可能會有相鄰頻率信號的泄露。

在忽略濾波器旁瓣的條件下，每個濾波器只能夠通過某窄帶頻點的信號，當該信號的頻點離濾波器的中心頻率越近，輸出的信號幅度也越大。為了最小化濾波器輸出能量損失，當輸入信號頻率位于兩個相鄰濾波器之間時，采用相鄰濾波器通帶部分交疊的方法。

濾波器帶寬

窄帶濾波器的選擇特性也是在一段持續(xù)時間內(nèi)表現(xiàn)出來的；能夠通過濾波器的頻帶寬度主要與信號的積累時間有關(guān)。

正弦信號（即脈沖波形）具有的頻譜波形，如圖所示。

濾波器帶寬與積累時間之間的關(guān)系與以前討論的方法有一些不同，即：

· 保持濾波器調(diào)節(jié)系數(shù)為常數(shù)，按照一定的步進不斷改變輸入信號的頻率；

· 濾波器積累時間控制在積累時間以內(nèi)，確保信號持續(xù)時間至少為積累時間。

通過以上描述的方法，用圖形化的手段繪制出窄帶濾波器在不同頻率點的響應曲線。窄帶濾波器的中心主瓣區(qū)域是濾波器的通帶，主瓣區(qū)域的中心頻率為濾波器諧振頻率。如圖所示，濾波器頻譜的兩個過零點帶寬為2除以積累時間。

為了便于比較，將上圖在方位上的尺寸進行了調(diào)整，使得二者之間的零點寬度看起來是相同的。需要記住的是，積累時間通常為毫秒量級，而脈沖寬度大約為積累時間的千分之一，在微秒量級上。

如同天線輻射方向圖的主瓣一樣，濾波器的3dB帶寬（即輸出功率降低到最大值一半時的寬度）比零點到零點的帶寬更有用；與均勻輻射的天線相似，3dB帶寬大約是零點到零點帶寬的一半。即

為了達到以上帶寬，所應用的信號持續(xù)時間至少應當?shù)扔诜e累時間。在實際應用中，濾波器帶寬通常是基于最大可用的積累時間來確定的。

如果雷達輻射的波形是脈沖形式的，為達到給定信號帶寬就必須積累足夠的脈沖數(shù)量，由此可以看出，濾波器的3dB帶寬等于PRF除以積累脈沖數(shù)量。以上討論的帶寬是指最小可達到帶寬，根據(jù)實際工程應用，由于數(shù)字加權(quán)帶來的損失使得濾波器通帶會有所展寬。

濾波器組的通帶

在整個帶寬內(nèi)必須包括足夠多的濾波器來估計多普勒頻率的范圍，從而能夠覆蓋到預期設計的目標速度范圍。例如，預計最大的正多普勒頻率為100kHz，最大的負多普勒頻率為-30kHz，如下圖所示，則濾波器組的通帶范圍至少為100 + 30 = 130kHz，雷達工作重頻至少應大于130kHz。

當PRF大于最大與最小多普勒頻率所包括的范圍時，整個多普勒通帶應當設計得足夠?qū)捯员ＷC所有頻率分量能夠通過。

另一方面，如果PRF比期望的多普勒頻率擴展范圍小，則濾波器通帶的設計值應當小于PRF。這也用另一種方式證明了Nyquist定理，即任何信號的采樣頻率都必須達到信號最高頻率的兩倍來避免模糊。

如下圖所示，當PRF小于多普勒頻率的擴展寬度時，目標多普勒的旁瓣譜線會落在通帶以外，這時候只有目標多普勒的主瓣譜線能夠經(jīng)過濾波后輸出。

當PRF小于多普勒頻率擴展范圍時，濾波器帶寬應當小于PRF，從而保證通帶內(nèi)只有一個目標信號存在。

下圖描述了當濾波器通帶等于PRF或時目標譜線移動與濾波器組之間的關(guān)系，從圖中可以看出，在濾波器通帶內(nèi)始終只落入了目標的一根主譜線；隨著目標多普勒頻率從低到高移動，相對應的諧波譜線也在不斷變化。

一般將通帶寬度設置為略小于，從而有效避免主瓣區(qū)域的地雜波，這樣能夠分離出靜止雜波和運動目標。在實際中為了簡化設計并不需要改變多普勒濾波器的頻率，而是將雷達回波的頻譜相對于濾波器組進行適當?shù)陌嵋啤?/p>