在恒定幅度的GSM/GPRS 阻斷器和調幅EDGE或WCDMA阻斷器中的接收器,必須提供良好的幅度調制抑制功能。與傳統超外差設計相比,最流行的接收器結構是低中頻或零中頻,其中所設計的接收器和發送器鏈路不需要外部IF SAW濾波器。

直接變頻接收器,直接變換輸入信號為低頻信號,便于實現可編程濾波器。直接變頻無線電的一個問題是由大阻斷器的本地振蕩器自混頻引起DC偏移出現,因而惡化下變頻信號。解決此問題往往需要基帶執行DC偏移校正,通常是通過軟件來實現。在低中頻接收器中,通過混頻和濾波從所希望的下變頻信號中去掉DC偏移。此外,低中頻設計通常具有集成合成器、環路濾波器和調諧元件來防止外部相位噪聲源引起的相互混頻。

對于發送器,線性上變頻結構往往最適合于GSM/GPRS、EDGE、CDMA和WCDMA,而極性環路設計主要用于EDGE收發器。線性上變頻結構在貫穿發送器鏈路中(從其帶I和Q信號到天線)保持線性?；跇O性環路或極性調制的無線電靠犧牲附加定標和所需功率控制反饋環路復雜性來提供附加的高功率效率。此外,極性發送器需要一個特殊定制的PA,來保證幅度精確匹配和相位延遲。線性發送器不像極性發送器那樣,它可以廣泛地采用現有PA元件。

單片4頻段GSM/GPRS設計

為了成功地開發一款支持3G和2G服務多模CMOS無線電,收發器IC公司在力圖用其他模式組合(如EDGE和WCDMA)設計器件前,必須證明它有能力為GSM/GPRS應用開發和制造單片多頻段CMOS收發器。

圖4示出一個4頻段GSM/GPRS CMOS收發器設計。4頻段接收器用低中頻結構代替零中頻,因低中頻受1/f噪聲、DC偏移和有限接收器IIP2的影響較小。用片上電感負反饋的全差分共源放大器實現LNA,用于阻抗匹配和增益峰值。LNA也執行低增益模式。

LNA之后,正交混頻器下變頻所希望的RF為低中頻。接收器的低中頻部分由5階復雜Butterworth濾波器和PGA組成。每個復雜濾波器級為GSM阻斷器和圖像信號提供抑制,并提供所希望信號的可編程放大。增益分布和濾波器極的定序使總Rx SNR最大?？删幊淘鲆鍵F濾波器與LNA增益結合在一起具100dB可編程增益。DCOC電路防止IF增益級飽和。濾波器I和Q通道之間電阻交叉耦合導致I信道上DC偏移影響Q信道,反之亦然。復雜濾波器之后,低中頻解調電路下變頻IF I和Q信號為基帶頻率(用數字合成時鐘)。

發送器結構是基于OPLL基礎上的,它包括一個正交調制器和一個完全集成的低相位噪聲RF VCO。由正交調制器把基帶I和Q GMSK信號變為IF。一個5階Gm-C低通濾波器可消除不希望的頻率分量。用片上環路濾波器濾波PFD輸出,此輸出用于驅動RF VCO ,RF VCO含蓋GSM-850、GSM-900、DCS-1800和PCS-1900頻段。

VCO輸出驅動片上發送緩沖器。此緩沖器的RF輸出電平可編程到適應不同的PA模塊。單端輸出不需要外部平衡—不平衡轉換器。片上VCO相位噪聲和TX前置PA驅動器噪聲一起決定接收頻段的TX輸出噪聲(這是GSM發送器的最嚴格性能指標之一)。為使噪音減小、DC電流耗電減少,從VCO輸出到前置PA驅動器,輸入保持在軌到軌信號或后置PA發送帶通濾波器,因此,改善了發送器功率效率。

用單頻率合成器為發送器和接收器產生本地振蕩信號,以此利用GSM的時分雙工特性。用3階△ΣN分合成器來為Tx和Rx模式頻率設計提供最大靈活性。用帶片上電感器的VCO,來滿足Rx和Tx相位噪聲所要求的容限。

結語

擴大數字領域的設計復雜性,發揮高密度CMOS邏輯的有效性。實現良好的結構(包含延伸的DSP技術和共用功能單元),是成功和經濟設計的最基本要素。

靠解決實現單片4波段GSM/GPRS CMOS收發器問題,RF集成電路設計師可以解決支持EDGE、WCDMA和其他無線技術的單片無線電開發問題。把高集成前端模塊和數字接口基帶IC結合在一起,所得到的CMOS收發器可以實現經濟、小形狀因數多模手機。