ADC虛假信號和高頻振動

噪聲限制的例子并不充分展示真正的限制在一個接收器。等局限性SFDR比信噪比的限制和噪音。假定模擬-數字轉換器的SFDR規范-80 dBFS或-76 dBm（全面= + 4 dBm）。還假設容許載波干擾，C / I（不同C / N）比18分貝。這意味著最小信號電平是-62 dBFS（-80 + 18）或-58 dBm。天線，這是-83 dBm。因此，我們可以看到，SFDR（單一或多頻）之前將限制接收機性能的實際噪聲限制。

然而，一個被稱為抖動技術可以大大提高SFDR。所示模擬裝置應用注意AN410帶噪聲的增加可以提高SFDR噪音到地板上。雖然高頻振動轉換器特定的數量，這項技術適用于所有adc只要是靜態的黑暗與性能的限制，而不是交流轉換速率等問題。AD9042記錄的應用程序中，噪聲的量添加只有-32.5 dBm或21碼rms。如下所示，故事情節前后抖動提供洞察潛在的改進。簡而言之，猶豫不決是通過ADC中的相干雜散信號生成并隨機排列。以來馬刺必須的能量守恒，猶豫只是使他們看起來像是額外的噪音轉換器的地板上。因此，權衡了通過使用帶抖動，可以刪除所有內部生成的偽信號，然而，有一個輕微的沖擊在整個轉換器的信噪比實際上相當于小于1分貝靈敏度損失相比，噪聲比SFDR有限的例子和有限的顯示。

ADC/高頻振脈動

ADC/高頻振脈動

兩個重要的點對高頻振動之前關閉的主題。首先，在基于接收機，沒有渠道可以將相關的。如果這是真的，那么通常多個信號接收器通道將作為自我發抖。雖然這是真實的一些時間，有時額外優柔寡斷將需要添加當信號強度弱。

第二，模擬前端的噪聲貢獻本身是不足以發抖ADC。從上面的例子中，32.5 dBm的優柔寡斷是添加到SFDR產生最佳的改善。相比之下，模擬前端只提供-68 dBm的噪聲功率，遠離所需要提供最佳的性能。

三階截點

除了轉換器SFDR，射頻部分導致了虛假的接收機的性能。這些熱刺是受技術，如高頻振動影響，必須加以解決，防止干擾接收機的性能。三階截距是一個重要的衡量接收鏈內的信號水平增加接收機的設計。

為了了解所需的性能水平的寬帶射頻組件，我們將回顧GSM規范，也許最接收機應用的要求。

GSM接收器必須能夠恢復的信號功率在-13 dBm - -104 dBm之間。同時假定，ADC的全面是0 dBm，損失通過接收機過濾器和攪拌機是12 dB。同時，因為同時處理多個信號，一個AGC不應使用。這將降低射頻靈敏度和導致較弱的信號。使用這些信息，射頻/如果計算獲得25 dB（0 = 13-6-6 + x）。

第三個訂單輸入攔截方面的考慮

25分貝增益要求分布如圖所示。盡管一個完整的系統會附加組件，這將為這個討論。從這個，全面的GSM信號-13 dBm，ADC輸入0 dBm。然而，隨著最小-104 dBm的GSM信號，信號在ADC是-91 dBm。從這一點上，上面的討論中可以用于確定適用性的ADC噪聲性能和雜散性能。

現在這些信號和系統收益要求，放大器和混頻器規范現在可以檢查時由-13 dBm的全面的信號。解決第三訂單產品全面的信號：

假定總體的性能必須大于100分貝，求解這個方程的前端放大器顯示一個三階輸入放大器IIP 》 + 37 dBm。攪拌機，所獲得的信號電平10 dB，和新的信號電平是3 dBm。然而，由于混頻器輸出指定，這個水平是減少了至少6 dB 9 dBm。因此，攪拌機，OIP 》 + 41 dBm。從攪拌機指定輸出。在最后獲得階段，信號會衰減到9 dBm（一樣混頻器的輸出）。中頻放大器，IIP 》 + 41 dBm。如果滿足了這些規格，性能應該等于

ADC時鐘抖動

一個動態規范，良好的無線性能是至關重要的ADC時鐘抖動。雖然低抖動對優秀的基帶性能很重要，其作用是放大當抽樣更高頻率的信號（高轉換速率）等在欠采樣應用中被發現的。一個貧窮的抖動規范的總體效果是減少信噪比作為輸入頻率增加。光圈孔徑抖動和不確定性經常交換文本。在這個應用程序中，它們有相同的意思。孔徑的不確定性是在編碼過程中樣本變異。孔徑的不確定性有三個殘余影響，首先是系統噪聲的增加，第二個是一個不確定性的實際采樣信號本身的階段和第三傳輸干擾。孔徑小于1的不確定性pS時需要如果抽樣以達到所需的噪聲性能。的相位精度和傳輸干擾孔徑的不確定性的影響很小。如果出現最壞情況的pS rms。如果250 MHz，相位不確定性或均方根誤差為0.09度。這是完全可以接受的甚至是GSM等要求規范。因此這種分析的重點將對整體噪聲貢獻由于孔徑的不確定性。

最大的轉換速度是零交叉。此時，轉換速度是由正弦函數的一階導數定義評估在t = 0：

評估在t = 0時，余弦函數的求值結果為1和方程簡化為：

每秒轉換速度的單位是伏特和產量的速度信號是通過輸入信號的零交叉回轉。在采樣系統，參考時鐘用于樣本輸入信號。如果???樣時鐘的孔徑不確定，那么電壓產生一個錯誤。這個誤差電壓可以由輸入轉換速率乘以“抖動”。

通過分析單位，可以看出這個收益率單位伏特。通常，孔徑不確定性是用秒表示rms。因此，錯誤的電壓伏rms。附加方程分析表明，隨著模擬輸入頻率增加，rms。誤差電壓也增加成正比孔徑的不確定性。

如果轉換器采樣時鐘純度是極端重要的。與混合過程中，輸入信號乘以一個本地振蕩器或在這種情況下，一個采樣時鐘。乘法以來時間是在頻域卷積，樣品的光譜時間與輸入信號的頻譜卷積。由于孔徑的不確定??是寬帶噪聲的時鐘，它是寬帶噪聲在頻譜采樣。由于ADC采樣系統，光譜是周期性的采樣率和重復。因此這個寬帶噪聲降低了噪聲地板ADC的性能。ADC的理論信噪比的限制孔徑的不確定性是由以下方程。

如果這個方程是201 MHz的模擬輸入??評估。7 pS rms。“抖動”，理論信噪比僅限于61分貝。應該注意的是，這是一樣的要求會被要求有另一個混合器階段被使用。因此，系統要求非常高的動態范圍和高模擬輸入頻率還需要一個非常低的“抖動”編碼源。當使用標準TTL / CMOS時鐘振蕩器模塊，0.7 pS rms。已經驗證了ADC和振蕩器。可以實現更好的數值與低噪聲模塊。

在考慮系統整體性能時，更可能使用廣義方程。這個方程建立在前面的方程，但包括熱噪聲的影響和微分非線性。

盡管這是一個簡單的方程，它提供深入的噪聲性能，可以預期從數據轉換器。

相位噪聲

盡管合成器相位噪聲類似于編碼時鐘抖動，對接收機的影響略有不同，但是最終，效果非常相似。抖動和相位噪聲之間的主要區別是，抖動是一個寬帶的問題和統一的密度在采樣時鐘相位噪聲是一種非均勻分布在一個本地振蕩器通常變得更好的遠離你的語氣。與抖動，相位噪聲越低越好。

由于本地振蕩器是與輸入信號混合，噪音羅將影響所需的信號。頻域卷積混合的過程（時域過程的混合乘法）。作為一個混合的結果，從相鄰LO引起的相位噪聲能量（主動）通道集成到所需??通道增加噪聲地板上。這就是所謂的相互混合。確定噪聲的數量在一個未使用的通道另一種渠道是被一個滿負荷運作的信號，提供以下分析。

再次，由于GSM是一個困難的規范，這將作為一個例子。在這種情況下，下列方程是有效的。

噪音噪音的欲望信道引起的相位噪聲，x（f）是值得格式表達的相位噪聲和p（f）的譜密度函數實現GMSK函數。對于這個示例，假設GSM信號功率是-13 dBm。同時，假設瞧一個常數相位噪聲在頻率（多數情況下，載波的相位噪聲降低抵消）。在這些假設當這個方程是集成在信道帶寬，掉出來一個簡單的方程。自從x（f）被認為是常數（PN -相位噪聲）和全面的綜合力量GSM信道是-13 dBm，方程可以簡化為：

因為我們的目標是要求相位噪聲低于熱噪聲。假設噪聲在混合器是一樣的天線，-121 dBm（噪聲天線在200 kHz - Pa = kTB）都可以使用。因此，相位噪聲的LO必須低于-108 dBm的抵消200千赫。

參考電路

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