選擇時首先要確定轉換信號所需的采樣頻率。這個參數不僅將影響轉換器的選擇，同時也會影響對FPGA的選擇，這樣才能確保器件能夠滿足所需的處理速度及邏輯封裝要求。轉換器的采樣頻率至少為信號采樣頻率的2倍。因此，如果信號的采樣頻率為50MHz，則轉換器采樣頻率至少應為100MHz。

將具有信號處理功能的FPGA與現實世界相連接，需要使用模數轉換器(ADC)或數模轉換器(DAC)

一旦執行特定任務，FPGA系統必須與現實世界相連接，而所有工程師都知道現實世界是以模擬信號而非數字信號運轉的。這意味著需要在模擬信號域與數字信號域之間進行轉換。針對手頭工作選擇恰當的FPGA時，用戶面臨著林林總總的選擇，在為系統選擇正確的ADC或DAC時也是如此，玲瑯滿目。

選擇時首先要確定轉換信號所需的采樣頻率。這個參數不僅將影響轉換器的選擇，同時也會影響對FPGA的選擇，這樣才能確保器件能夠滿足所需的處理速度及邏輯封裝要求。轉換器的采樣頻率至少為信號采樣頻率的2倍。因此，如果信號的采樣頻率為50MHz，則轉換器采樣頻率至少應為100MHz。否則，已轉換的信號將引起自身混疊，導致信號無法正確表示。但混疊并不總是一件壞事情；事實上，如果轉換器的帶寬足夠高，那么用戶可以利用混疊將信號混疊至可用的帶寬。

ADC與DAC的關鍵參數

我們可采用多種不同方法來構建模數轉換器(ADC)。最常見的方法包括閃存、斜坡(Ramp)以及逐次逼近等。

1，閃存轉換器以速度快著稱，其使用一系列可擴展的模擬比較器對輸入電壓和參考電壓進行比較；ADC利用這些比較器的輸出來確定數字代碼。

2，斜坡轉換器可利用連接至DAC且可自由運行的計數器，對DAC輸出/輸入電壓進行比較。當二者相等時，保持計數不變。

3，逐次逼近轉換器(SAR)是斜坡轉換器的另一種形式，其可利用DAC和比較器來處理模擬輸入信號。但SAR轉換器并非執行累計計數，而是通過判斷計數的模擬表示是否高于或低于輸入信號，并采用試錯法(trial-and-error)來確定數字代碼。

此外，數模轉換器(DAC)也可以采用若干種方法來實現，最常見的方法包括二進制加權、R-2R梯形網絡、脈寬調制。

4，二進制加權是速度最快的DAC架構之一。這些器件可將各邏輯比特的不同轉換結果進行匯總。例如，電阻DAC將根據電流代碼來導通或切斷這些電阻。

5，R-2R梯形轉換器采用阻值為R-2R的級聯電阻結構。由于可以輕松生成并匹配高精度電阻，因而這類DAC的精度比二進制加權轉換器更高。

6，脈寬調制(PWM)是最簡單的DAC結構類型，可通過簡單的低通模擬濾波器傳遞脈寬調制波形。這些器件通常應用于電機控制領域，但它們也可作為Σ-Δ轉換器的基礎。

眾多專家級器件(specialist device)的制造商已成功開發其自有的內部轉換架構，可根據用途盡可能提供適用于特定領域的最佳性能。每種器件在轉換速度、精度以及分辨率方面都各具優劣勢。在選擇FPGA時，您需要考慮I/O數量、所支持的I/O標準、時鐘管理、邏輯資源和存儲器，以及其它與器件類型相關的具體參數：最高采樣頻率、信噪比(SNR)、無雜散動態范圍(SFDR)以及有效位數(ENOB)等。

采樣頻率非常簡單，是ADC能夠數字化輸入信號的最高速率。SNR表示信號與噪聲電平的比值，與輸入信號無關。用戶可以利用以下公式來確定SNR的理論值：

其中N表示分辨率。該方程適用于滿量程正弦波。

在系統測試過程中，用戶可首先對輸出執行快速傅里葉變換(FFT)，然后測量輸入信號與本底噪聲的比值，這樣即可確定實際的SNR值。

與此同時，SFDR表示輸入信號與下一個最高峰值（通常為基諧波）的比值。通常SFDR用dBc來表示，會隨著輸入信號功率的降低而相應減小。

從轉換器的測量結果可以看出，用戶可利用下列式子來計算有效位數：

當進行這項測試時，應注意選擇合適的FFT點數，從而確保不會由于一時疏忽而錯誤計算本底噪聲。FFT點數不恰當將導致錯誤的計算結果。FFT本底噪聲可通過下列式子計算得出：

用戶應通過單音測試（通常為簡單的正弦波）執行這些步驟，可降低輸出頻譜的復雜性。為了確保獲取最佳結果，需要確保對輸出信號執行相干采樣。如果在數據窗口中包括幾個周期，則執行相干采樣。公式如下：

頻譜

另一方面，用戶在實現系統時還必須了解奈奎斯特準則，以確保正確地轉換或量化信號。這意味著用戶對所關注信號執行采樣時，采樣頻率至少為該信號最高頻率的2倍，才能確保正確進行轉換。如果未按此標準執行采樣，則將發生混疊；而如果沒有正確理解混疊，則可能導致性能欠佳。

此外，因為這個原因，ADC需要利用抗混疊濾波器來阻止信號或噪聲混疊至量化的信號中。但是，頻譜混疊對于工程師來說非常有用，在ADC具有寬泛輸入帶寬的情況下尤為如此。經過周密安排考慮之后，混疊使用戶無需借助下變頻器即可直接轉換信號。出于這種考慮，我們將頻譜劃分為幾個區域。

利用表1中給出的信息，如果轉換器擁有足夠高的帶寬，則可將信號從一個奈奎斯特頻帶混疊至另一個頻帶。

通信選擇

正如所有的外部器件一樣，ADC與DAC也配套提供了數個并行或串行接口選項。通常情況下，較高速器件用并行接口，較低速器件用串行接口。但是，可以根據您的應用選擇采用特殊的接口方式。例如，采用串行接口比采用并行接口可以更輕松地檢測出固定比特(stuck-atbit)。實際上，高速接口可提供多條輸出總線（I和Q）或采用雙數據速率（DDR）輸出模式；有些器件甚至可能同時提供這兩個選項。提供多條總線或采用DDR輸出模式使用戶能夠保持數據速率，同時降低接口所需的運行頻率。例如，如果接口的采樣頻率為600MHz，則其輸出頻率為300MHz（為采樣頻率的一半）。

如果時鐘頻率為75MHz(1/4采樣頻率)并且有兩條可通過DDR對器件進行采樣的數據總線，則可非常輕松地執行恢復操作。這類ADC對輸入時序要求較為寬松。眾多高速轉換器均可利用其I/O中的LVDS信號，因為較低的電壓擺幅和低電流可降低由其它信號標準所引發的耦合性，如LVCMOS等。這種耦合問題會影響轉換器的混合信號性能。

DAC濾波

大多數DAC一直將模擬輸出保持到下一個采樣周期，這將對輸出頻率域產生良好的效果。用戶將注意到這兩個圖像均存在于整個輸出頻譜中，由于在0.5FS時正弦效應將接近4dB(3.92dB)，所有奈奎斯特區域中的輸出信號都出現衰減（如圖1所示）。這兩大問題均可利用濾波器來解決。

用戶可以像實現FIR濾波器一樣輕松實現正弦校正濾波器。開發該濾波器最簡單的方法就是利用下列方程式來繪制正弦衰減特性。

先創建校正因子，該因子是所計算出衰減系數的倒數，然后再執行逆傅里葉變換，以獲取所需要設計濾波器的系數。通常情況下，用戶需要采用幾個抽頭才能實現該濾波器。表2給出了濾波器的前11個系數，同時圖2還給出了針對衰減的補償。

在系統測試

眾多這類系統都將利用轉換器實現終端應用的具體性能特征，如CDMA或GSM等。為實現該項性能而進行的測試需要在測試系統（任意波形生成器、邏輯分析儀、模式生成器、頻譜分析儀等）方面進行大量的投入。但是，FPGA高度的可重編程靈活性使用戶能將特定的測試程序插入至器件中，這樣既可以捕獲并分析ADC的輸出也可以提供DAC激勵，從而減少對更多額外測試設備的需要。

轉換101

由于FPGA通常需要與ADC和DAC接口相連，因而對于任何FPGA工程師來說，基本了解這些器件參數的重要性非常關鍵。如果用戶計劃在設計驗證與調試過程中利用FPGA的可重編程靈活性來測試轉換器的性能，這一點尤其有用。