如果我們使用的是由模擬方式確定時序的多諧振蕩器，我們將需要考慮組件容差。

在最近關于“寄存器與鎖存器與觸發器”主題的專欄中，我們尊敬的編輯 Max Maxfield 提到了多諧振蕩器（非穩態、單穩態和雙穩態），這引發了評論部分的一些討論。在這次討論中，一位 EEWeb 社區成員指出，如果重新觸發太接近超時，一些可重新觸發的多諧振蕩器會出現故障。

這很有趣，我想。我已經有一段時間沒有使用這些設備了，所以我決定查看一些數據表，看看這種行為是否反映在設備文檔中。

首先，讓我們看一個不可重新觸發的單穩態多諧振蕩器。TI 有一個名為CD74HC221的產品，它可以作為一個很好的示例（與往常一樣，我鼓勵您在屏幕上打開我們在這些文章中引用的任何數據表或將其打印出來，以便您更輕松地跟進）。

數據表的第一頁告訴我們，這是一款“帶復位功能的雙單穩態多諧振蕩器”。該描述解釋了時序由外部電阻器和電容器控制，并且一旦觸發，輸出時序獨立于進一步的觸發輸入，盡管它可以通過復位控制提前終止。

第 1 頁的真值表告訴我們，Q 輸出通常為低電平，但在輸入 A 的下降沿或輸入 B 的上升沿會產生一個高脈沖（假設另一個輸入處于正確狀態）。我看了看第 3 頁的邏輯圖。看起來這部分包含幾個 D 型觸發器和幾個鎖存器。還有幾個運算放大器，以及少量晶體管和邏輯門。不過，這個圖有點難以理解，所以讓我們花點時間看看這部分應該做什么。

單穩態多諧振蕩器的目的是允許輸入上的短脈沖用于在輸出上產生更長的脈沖。下面的時序圖顯示了它是如何工作的：

請注意，此時序圖未按比例繪制。為了顯示 !A 和 B 上的脈沖，它們必須相對于 RxCx 上的信號被夸大。查看信號 RxCx，我們可以看到它不是數字信號。觸發輸入使電容器 C X瞬間放電。釋放時，C X通過電阻器 R X充電。只要 RxCx 低于閾值（此處顯示為 Vth），Q 就會為高。因為這是一個不可重新觸發的多諧振蕩器，所以當 Q 為高電平時，邏輯會阻止 RxCx 被拉低（如紅色箭頭所示）。

因為脈沖長度取決于 C X充電的速度，所以它取決于所使用的電阻器 (R X ) 和電容器 (C X ) 的值。在數據表的第 1 頁上，我們找到了用于計算脈沖寬度的以下公式：

t W = 0.7* R X * C X在 VCC = 4.5 V

因此，我們可以根據現有電路中已有的 R X和 C X的值來計算脈沖寬度。或者，我們可以通過為 R X和 C X選擇適當的值來創建給定長度的脈沖寬度。

因為找到奇數值的電阻比找到電容器更容易，所以我們將從選擇一個方便值的電容器開始，然后我們將計算一個相應的電阻來給我們所需的脈沖寬度。在選擇 R X和 C X時，我們需要檢查值的限制。我可以在數據表中找到的唯一限制是 R X應大于 500 Ω。

在查看數據表時，我在第 9 頁找到了一些有用的圖表。這些圖表給出了多個 R X值相對于 C X的輸出脈沖寬度，它們為選擇組件值提供了一個有用的起點。

例如，假設我們想要一個 1 ms 的輸出脈沖寬度，并且我們將在 5 V 下運行。從圖 8 中讀取，我們看到 10 3 μs (1 ms)稍微穿過 10K R X線超過 10 5 pF（0.1 μF 或 100 nF）。這意味著，如果我選擇為 C X使用 0.1 μF 電容器，我應該得到一個介于 10 kΩ 和 50 kΩ 之間的 R X值。讓我們使用公式來確定值。求解 R X的公式，我們得到：

R X = t W / (0.7 * C X ) = 1 ms / (0.7 * 0.1 μF) = 14.29 kΩ

在我們方便的 1% 電阻表中查找最接近的標準電阻值，我們看到 14.3 kΩ 是一個標準值。這意味著我們的脈沖寬度應該非常接近 1 ms。

然而，到目前為止，我們還沒有考慮另一個因素。我們需要考慮到這部分并不是完全數字化的。事實上，時間是模擬的。因為我們有模擬時序，所以我們需要考慮組件容差。我之前提到過我們將使用 1% 的電阻，但是電容呢？不幸的是，1% 的電容器很難找到并且非常昂貴。另一方面，10% 的電容器比較常見且價格低廉。

這意味著我們的 1 毫秒脈沖會更長或更短，具體取決于電阻器和電容器的確切值。讓我們看看我們的組件公差會產生多大的差異。

一般來說，當我們有一個具有公差的組件時，這意味著任何給定零件的實際值 A 將在一個相對于由下式給出的標稱值 N 的范圍內：

N * (1 – tol%) ≤ A ≤ N * (1 + tol%)

使用這個公式，我們的 14.3kΩ、1% 電阻器將介于 14.157kΩ 和 14.443kΩ 之間，而我們的 0.1-μF、10% 電容器將介于 0.09μF 和 0.11μF 之間。現在，當我們孤立地討論這些組件時，這些聽起來都不算太糟糕，但是讓我們看看當我們將它們組合在一起時會發生什么：

t W (min) = 0.7 * 14.157 * 0.09 = 0.89 ms

t W（最大值）= 0.7 * 14.443 * 0.11 = 1.11 毫秒

正如我們所看到的，通過將 10% 的電容器與 1% 的電阻器組合在一起，我們最終可能會在脈沖長度上產生 11% 的變化。這只是考慮到容差。如果我們希望該電路在較寬的溫度范圍內工作，我們需要考慮這些部件的溫度變化。

再次查看脈沖寬度與電容的關系圖，看起來這部分可能會有一些變化，具體取決于我們工作的電壓。我沒有在數據表中看到這進一步量化或解釋，但根據您需要的準確度，您可能必須考慮到這一點。

這讓我們回到這是否真的重要。這取決于您說想要 1 毫秒脈沖時的意思。您只是想要一個接近 1 ms 的脈沖、一個至少為 1 ms 的脈沖，還是一個盡可能接近 1 ms 的脈沖？

如果您只想關閉，那么該電路應該足夠好。如果您需要至少 1 毫秒，那么將 R X的值增加11% 左右應該可以工作。另一方面，如果你想盡可能接近，你需要一個非常昂貴的電容器，一個電位器來改變 R X的值，或者一個更復雜的完全數字電路。

現在，在我被公差分心之前，我在哪里？讓我們繼續閱讀數據手冊，看看還有什么有趣的地方。

DC 電氣規格與我們在之前的專欄中看到的其他 74HC 系列設備的規格相似，因此讓我們繼續看下一張表，該表標題為“開關功能的先決條件”。在此表中，我們得知輸入有一個最小脈沖寬度以及復位后的恢復時間。同樣在此表中，我們提供了不同 R X和 C X值的輸出脈沖寬度。

開關規格表包含我們預期的傳播延遲和轉換時間，此外還有“同一封裝中電路之間的脈沖寬度匹配 C X = 1,000 pF，R X = 10 kΩ”參數：

據此，同一封裝中的兩個單穩態器件之間的脈沖寬度可能相差 2%。盡管沒有明確說明，但我將假設這是具有相同的 R X和 C X值。我還注意到這是 25°C 時的典型值，因此之前 11% 的容差值現在至少達到了 13%。

繼續，我們有測試電路和波形，然后在第 9 頁，我們找到了典型的性能曲線。我們已經看過脈沖寬度與 C X的關系圖；現在，讓我們看看這個頁面上的另外兩個圖表：

脈沖寬度與溫度的關系圖告訴我們，我們可以預期脈沖寬度會隨著部件變熱而增加。在 25°C 時曲線有相當平坦的部分，但如果您希望電路在工業或軍用溫度范圍內運行，則需要考慮這種額外的變化。

K 因子與電源電壓的關系圖有點令人費解。首先，他們所說的這個“K 因素”是什么？這是一個很好的問題，因為數據手冊中沒有解釋。我猜K是神秘的“0.7”值，我們將R X和C X乘以得到輸出脈沖寬度。如果這是真的，這意味著脈沖寬度隨著電源電壓的降低而增加。我要問的其他問題是：為什么有四行，我使用哪一行？不幸的是，我目前沒有任何關于這個問題的答案，我非常歡迎您的建議。

在我的下一篇專欄中，我們將介紹可重新觸發的多諧振蕩器。同時，我歡迎您提出意見、問題和建議。

審核編輯 黃昊宇