信號處理設計

　 　圖3A還給出了RON值隨信號電壓的變化情況。圖中曲線都落在特定的電源電壓范圍之內，這是因為未集成內部電荷泵的典型模擬開關只能處理電源電壓范圍之 內的模擬信號電平。對于沒有保護的模擬開關，過高或過低電壓的輸入將在芯片內部的二極管網絡產生失控的電流，造成開關永久損壞。通常這些二極管能夠保護開 關抵抗高達±2kV的短時間靜電放電（ESD）。（參見下文中的 ESD保護開關部分）。

　　模擬開關的RON會造成信號電壓的線性衰減，衰減量正比于流過開關的電流。根據應用及電流大小的不同，可能需要考慮這種電壓變化。

　 　需要考慮的另外兩個重要參數是通道匹配度和RON平坦度。通道間的匹配度說明同一器件各通道RON的差異；RON平坦度是指某一通道的RON在信號范圍 內的變化量。匹配度/RON或平坦度/RON的比值越小，則模擬開關的精度越高。這兩個參數的典型值分別為0.1Ω至5Ω。有些開關是專門針對低通道匹配 度和平坦度設計的。例如，MAX4992的通道匹配度可達到3mΩ，RON平坦度可達到1mΩ。MAX14535E具有非常好的RON、通道匹配度和 RON平坦度指標，理想用于交流耦合音頻或視頻便攜式設備，可處理低至-1.5V的負信號擺動。

　　大多數應用中，可以通過修改電路設計防 止過大的開關電流。例如，您可能希望通過在不同反饋電阻間切換來改變運算放大器的增益，這種情況下最好選擇采用高阻輸入與開關串聯的結構（圖4A）。此 時，由于開關電流較小，RON值及其溫度系數可忽略不計。然而，圖4B所示的設計中，開關電流取決于輸出電壓，因此其值較大，就不太理想。

　　圖4. 增益控制電路設計的好（A）或壞（B）取決于流過開關的電流大小。

　　音頻開關和先斷后合功能

　 　所有音頻系統中的一項主要性能要求是消除瞬態脈沖通過揚聲器負載放電引起的可聞咔嗒/噼噗聲。這些瞬態通常發生在電源打開和關閉期間（導通和關斷時 間，tON和tOFF）。無論設備在工作期間的音頻質量如何，如果在系統每次打開或關閉時發出噪雜的咔嗒聲，用戶往往會認為該音頻設備的質量比較差。通過 延長模擬開關的tON和tOFF，可消除可聞咔嗒/噼噗聲。這減小了通過揚聲器負載進行放電的瞬態脈沖。大多數模擬開關的tON和tOFF從低至15ns 到高達1μs不等，但有些“無雜音”開關可達到毫秒級。

　　有些無雜音開關使用旁路開關和先斷后合功能消除咔嗒聲。在使用MAX4744的 音頻應用中，利用內部旁路開關對輸入處的電容放電。這可防止瞬態電壓進入揚聲器。先斷后合功能保證開關在切換至另一連接之前首先斷開之前的連接，要求 tON 》 tOFF。有些設計則要求開關先合后斷，此時tOFF 》 tON。例如，圖4A中的電路在兩種增益之間切換時必須謹慎。改變增益時，避免使兩個開關同時處于打開狀態非常重要；第二個開關必須在第一個開關開路之前 閉合。否則，運算放大器會采用開關增益，其輸出將被驅動至電源電壓。

　　信號電平變化會引起RON變化，造成開關的插入損耗變化，這會增大 模擬開關的總諧波失真（THD）。以RON平坦度為10Ω的100Ω開關為例，當負載為600Ω時，開關將產生1.67%的THDMAX。THD是許多應 用中的關鍵參數，表示通過開關的信號質量或保真度。THD的定義為全部諧波分量的平方和的平方根與基波分量之比（式2a）。用式2b計算最大THD。圖5 所示為不同開關的THD比較。

　　圖5. 一組模擬開關的THD與頻率關系。

　　低RON及管理電荷注入效應

　 　并非所有應用都要求低RON。然而，當應用需要較低RON，需要考慮多項設計要求。電路所需的芯片面積更大，設計將引入更大的輸入電容，每個開關周期對 輸入電容進行充電和放電需要消耗更大功率。該輸入電容的充電時間取決于負載電阻（R）和電容（C），其時間常數由t = RC決定。充電時間通常為幾十納秒，但高RON開關具有較短的tON和tOFF周期。有些模擬開關以相同的封裝類型和引腳排列提供不同的RON/輸入電容 組合。MAX4501和MAX4502具有相對較高的RON，tON/tOFF較短；MAX4514和MAX4515具有較低的RON，但開關時間較長。

　 　低RON還具有另一負面效應：較高的容性柵極電流引起較高的電荷注入。每次開關導通或斷開瞬間都有一定數量的電荷被注入或吸出模擬通道（圖6A）。對于 輸出連接至高阻的開關，這種效應將引起輸出信號的明顯改變。在一個沒有其它負載的小分布電容（CL）上產生ΔVOUT的變化量，那么注入電荷可按公式Q = ΔVOUTCL計算。跟蹤和保持放大器提供了一個很好的實例，在模數轉換器（ADC）轉換期間用它來保持一個恒定的模擬輸出（圖6B）。閉合S1時，一個 比較小的緩沖器電容（C）被充電至輸入電壓（VS）。電容C只有幾個pF，當S1斷開時，VS保存在C上。在轉換開始時閉合S2，將保持電壓（VH）加載 至緩沖器。這樣，在整個ADC的轉換周期內，高阻緩沖器保持VH恒定。對于比較短的采集時間，跟蹤和保持器的電容必須小，而且S1的RON要小。注意，此 外，電荷注入會造成VH改變±ΔVOUT（幾個毫伏），因此會影響到后面ADC的精度。

　　圖6A. 來自于開關控制信號的電荷注入造成模擬輸出電壓誤差。

　　圖6B. ADC中的典型跟蹤和保持功能需要精密控制的模擬開關。

　　漏電流及其對電壓誤差的影響

　　漏電流影響模擬開關的輸出電壓。圖7和8所示為模擬開關打開和關閉階段的簡化小信號模型。這兩種情況下，大部分漏電流通過內部寄生二極管，影響輸出電壓誤差。漏電流還是溫度的函數，每10℃大約翻一倍。ESD保護二極管（例如故障保護開關中）增大漏電流。

　　圖7. 開關閉合的等效電路圖。

　　圖8. 開關開路的等效電路圖。

　　利用式3計算導通狀態的輸出電壓，輸出電壓是漏電流、RON、在所施加輸入信號范圍內RON的變動、負載電阻及源電阻的函數。對于雙向模擬開關，Ilkg等于IS或ID （圖7和8所示），取決于開關的漏極還是源極側配置為輸出。

　　關斷狀態下的輸出電壓主要受漏電流影響，由式VOUT = Ilkg × RL計算。

　　許多IC的數據資料給出了最差情況的導通/關斷漏電流：當信號電壓接近電源電壓限值時，造成寄生二極管向基片注入較高電流，導致電流流入相鄰通道。