開關電源五種PWM反饋控制模式

　　1 引言

　　PWM開關穩壓或穩流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內部參數變化、外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環反饋，調節主電路開關器件的導通脈沖寬度，使得開關電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩定。 PWM的開關頻率一般為恒定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關器件峰值電流。由這些信號可以構成單環、雙環或多環反饋系統，實現穩壓、穩流及恒定功率的目的，同時可以實現一些附帶的過流保護、抗偏磁、均流等功能。現在主要有五種PWM反饋控制模式。下面以VDMOS開關器件構成的穩壓正激型降壓斬波器為例，說明五種PWM反饋控制模式的發展過程、基本工作原理、詳細電路原理示意圖、波形、特點及應用要點，以利于選擇應用及仿真建模研究。

　　2 開關電源PWM的五種反饋控制模式

　　一般來講，正激型開關電源主電路可用圖1所示的降壓斬波器簡化表示,Ug表示控制電路的PWM輸出驅動信號。根據選用不同的PWM反饋控制模式，電路中的輸入電壓Uin、輸出電壓Uout、開關器件電流(由b點引出)、電感電流(由c點引出或d點引出)均可作為取樣控制信號。輸出電壓Uout在作為控制取樣信號時，通常經過圖2所示的電路進行處理，得到電壓信號Ue，Ue再經處理或直接送入PWM 控制器。圖2中電壓運算放大器(e/a)的作用有三：①將輸出電壓與給定電壓Uref的差值進行放大及反饋，保證穩態時的穩壓精度。該運放的直流放大增益理論上為無窮大，實際上為運放的開環放大增益。②將開關電源主電路輸出端的附帶有較寬頻帶開關噪聲成分的直流電壓信號轉變為具有一定幅值的比較“干凈”的直流反饋控制信號(Ue)即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。因為開關噪聲的頻率較高，幅值較大，高頻開關噪聲衰減不夠的話，穩態反饋不穩;高頻開關噪聲衰減過大的話，動態響應較慢。雖然互相矛盾，但是對電壓誤差運算放大器的基本設計原則仍是“低頻增益要高，高頻增益要低”。③對整個閉環系統進行校正，使得閉環系統穩定工作。

　　輸入電壓、電流等信號在作為取樣控制信號時，大多也需經過處理。由于處理方式不同，下面介紹不同控制模式時再分別說明。

　　2.1 電壓模式控制PWM (Voltage-mode Control PWM)?

　　圖3(a)為BUCK降壓斬波器的電壓模式控制PWM反饋系統原理圖。電壓模式控制PWM是60年代后期開關穩壓電源剛剛開始發展而采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護電路相結合，至今仍然在工業界很好地被廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜坡相比較，通過脈沖寬度調制原理，得到當時的脈沖寬度，見圖3(a)中波形所示。逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路有較大的輸出電容C及電感L相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后作用是暫態響應慢的主要原因。

　　電壓模式控制的優點：①PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調節時具有較好的抗噪聲裕量;②占空比調節不受限制;③對于多路輸出電源，它們之間的交互調節效應較好 ;④單一反饋電壓閉環設計、調試比較容易;⑤對輸出負載的變化有較好的響應調節。缺點：①對輸入電壓的變化動態響應較慢;②補償網絡設計本來就較為復雜，閉環增益隨輸入電壓而變化使其更為復雜;③輸出LC濾波器給控制環增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償;④在傳感及控制磁芯飽和故障狀態方面較為麻煩復雜。

　　改善加快電壓模式控制瞬態響應速度的方法有二種：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益。但是這樣容易受高頻開關噪聲干擾影響，需要在主電路及反饋控制電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理;另一方法是采用電壓前饋模式控制PWM技術，原理如圖3(b)所示。用輸入電壓對電阻電容(RFF、CFF)充電產生的具有可變化上斜坡的三角波取代傳統電壓模式控制PWM中振蕩器產生的固定三角波。此時輸入電壓變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來，因此該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態響應速度明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環控制，而對輸出電壓的控制是閉環控制，目的是增加對輸入電壓變化的動態響應速度。這是一個有開環和閉環構成的雙環控制系統。

　　2.2 峰值電流模式控制PWM (Peak Current-mode Control PWM)?

　　峰值電流模式控制簡稱電流模式控制。它的概念在60年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在70年代后期才從學術上作深入地建模研究。直至80年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路(UC3842、UC3846)的出現使得電流模式控制迅速推廣應用，主要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰。如圖4所示，誤差電壓信號 Ue 送至PWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號UΣ比較，然后得到PWM脈沖關斷時刻。因此(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。

　　電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數學上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流[1]。因而合成波形信號UΣ要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加補償斜坡信號的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會轉化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號，見圖4所示。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變為電壓模式控制。當處于空載狀態，輸出電流為零并且斜坡補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變為電壓模式控制了。

　　峰值電流模式控制PWM是雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。電流內環是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內環控制的電流源，而電壓外環控制此功率級電流源。在該雙環控制中，電流內環只負責輸出電感的動態變化，因而電壓外環僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。?

　　峰值電流模式控制PWM的優點:①暫態閉環響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態響應均快;②控制環易于設計;③輸入電壓的調整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相妣美;④簡單自動的磁通平衡功能;⑤瞬時峰值電流限流功能，即內在固有的逐個脈沖限流功能;⑥自動均流并聯功能。缺點：①占空比大于50%的開環不穩定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差;②閉環響應不如平均電流模式控制理想;③容易發生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補償;④對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續儲能電流狀態，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關器件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關器件改變關斷時刻，使系統進入次諧波振蕩;⑤電路拓撲受限制;⑥對多路輸出電源的交互調節性能不好。

　　2.3 平均電流模式控制PWM (Average Current-mode Control PWM)?

　　平均電流模式控制概念產生于70年代后期。平均電流模式控制 PWM集成電路出現在90年代初期，成熟應用于90年代后期的高速CPU專用的具有高di/dt動態響應供電能力的低電壓大電流開關電源。圖5(a)所示為平均電流模式控制PWM的原理圖[1]。將誤差電壓Ue接至電流誤差信號放大器(c/a)的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號Ucp(U current- program)。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號Ui接至電流誤差信號放大器(c/a)的反相端，代表跟蹤電流編程信號Ucp的實際電感平均電流。Ui與Ucp的差值經過電流放大器(c/a)放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uca 。再由Uca及三角鋸齒波信號UT或Us通過比較器比較得到PWM關斷時刻。Uca的波形與電流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡(對應于開關器件導通時期)與三角波UT或Us的上斜坡比較產生關斷信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補償。為了避免次諧波振蕩，Uca的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或Us的上斜坡。

　　平均電流模式控制的優點是：①平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號 ;②不需要斜坡補償;③調試好的電路抗噪聲性能優越;④適合于任何電路拓撲對輸入或輸出電流的控制;⑤易于實現均流。缺點是：①電流放大器在開關頻率處的增益有最大限制;②雙閉環放大器帶寬、增益等配合參數設計調試復雜。

　　圖5(b)為增加輸入電壓前饋功能的平均電流模式控制，非常適合輸入電壓變化幅度大、變化速度快的中國電網情況。澳大利亞R-T公司的48 V/100 A半橋電路通信開關電源模塊實際上采用圖5(b)的控制方式。

　　2.4 滯環電流模式控制PWM (Hysteretic Current-mode Control PWM)

　　滯環電流模式控制PWM為變頻調制，也可以為定頻調制[2]。圖6所示為變頻調制的滯環電流模式控制PWM。將電感電流信號與兩個電壓值比較，第一個較高的控制電壓值Uc(Uc=Ue)由輸出電壓與基準電壓的差值放大得到，它控制開關器件的關斷時刻;第二個較低電壓值Uch由控制電壓Uc減去一個固定電壓值Uh得到，Uh為滯環帶，Uch控制開關器件的開啟時刻。滯環電流模式控制是由輸出電壓值Uout、控制電壓值Uc及Uch三個電壓值確定一個穩定狀態，比電流模式控制多一個控制電壓值Uch，去除了發生次諧波振蕩的可能性，見圖6右下示意圖。因為Uch1=Uch2，圖6右下示意圖的情況不會出現。

　　滯環電流控制模式的優點：①不需要斜坡補償;②穩定性好，不容易因噪聲發生不穩定振蕩。缺點：①需要對電感電流全周期的檢測和控制;②變頻控制容易產生變頻噪聲。

　　2.5 相加模式控制PWM (Summing-mode Control PWM)?

　　圖7所示為相加模式控制PWM的原理圖。與圖3所示的電壓模式控制有些相似，但有兩點不同[3]：一是放大器(e/a)是比例放大器，沒有電抗性補償元件。控制電路中電容C1較小，起濾除高頻開關雜波作用。主電路中的較小的Lf、Cf濾波電路(如圖中虛線所示,也可以不用)也起減小輸出高頻雜波作用。若輸出高頻雜波小的話，均可以不加。因此，電壓誤差放大沒有延時環節，電流放大也沒有大延時環節;二是經過濾波后的電感電流信號Ui也與電壓誤差信號Ue相加在一起構成一個總和信號UΣ與三角鋸齒波比較，得到PWM控制脈沖寬度。相加模式控制PWM 是單環控制，但它有輸出電壓、輸出電流兩個輸入參數。如果輸出電壓或輸出電流變化，那么占空比將按照補償它們變化的方向而變化。