D類放大器是一種將輸入模擬音頻信號(hào)或PCM數(shù)字信息變換成PWM或PDM的脈沖信號(hào)，然后用PWM的脈沖信號(hào)去控制大功率開關(guān)器件通/斷音頻功率放大器。本文主要介紹了其設(shè)計(jì)方法。

　　1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

　　1.1 總體設(shè)計(jì)分析

　　本系統(tǒng)由高效率功率放大器（D類音頻功率放大器）、信號(hào)變換電路、外接測(cè)試儀表組成，系統(tǒng)框圖如圖1所示。

　　圖1 系統(tǒng)方框圖

　　1.2 D類功放的設(shè)計(jì)

　　D類放大器的架構(gòu)有對(duì)稱與非對(duì)稱兩大類，在此討論的D類功放針對(duì)的是對(duì)功率、體積都非常敏感的便攜式應(yīng)用，因此采用全電橋的對(duì)稱型放大器，以充分利用其單一電源、系統(tǒng)小型化的特點(diǎn)。D類功率放大器由PWM電路、開關(guān)功放電路及輸出濾波器組成，原理框圖如圖2所示。

　　圖2D類音頻功率放大器組成框圖

　　采用了由比較器和三角波發(fā)生器組成的固定頻率的PWM電路，用輸入的音頻信號(hào)幅度對(duì)三角波進(jìn)行調(diào)制，得到占空比隨音頻輸入信號(hào)幅度變化的方波，并以相反的相位驅(qū)動(dòng)上下橋臂的功率管，使功率管一個(gè)導(dǎo)通時(shí)另一個(gè)截止，再經(jīng)輸出濾波器將方波轉(zhuǎn)變?yōu)橐纛l信號(hào)，推動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。采用全橋的D類放大器可以實(shí)現(xiàn)平衡輸出，易于改善放大器的輸出濾波特性，并可減少干擾。全橋電路負(fù)載上的電壓峰峰值接近電源電壓的2倍，可采用單電源供電。實(shí)現(xiàn)時(shí)，通常采取2路輸出脈沖相位相反的方法。

　　2 硬件電路設(shè)計(jì)

　　2.1 原理分析

　　D類功率放大器的工作過程是：當(dāng)輸入模擬音頻信號(hào)時(shí)，模擬音頻信號(hào)經(jīng)過PWM調(diào)制器變成與其幅度相對(duì)應(yīng)脈寬的高頻率PWM脈沖信號(hào)，控制開關(guān)單元的開/關(guān)，經(jīng)脈沖推動(dòng)器驅(qū)動(dòng)脈沖功率放大器工作，然后經(jīng)過功率低通濾波器帶動(dòng)揚(yáng)聲器工作。

　　2.2 比較器

　　比較器電路采用低功耗、單電源工作的雙路比較器芯片LM311構(gòu)成。此處為提高系統(tǒng)效率，減少后級(jí)H橋中CMOS管不必要的開合，用兩路偏置不同的三角波分別與音頻信號(hào)的上半部和下半部進(jìn)行比較，當(dāng)正端上的電位高于負(fù)端的電位時(shí)，比較器輸出為高電平，反之則輸出低電平。這樣產(chǎn)生兩路相互對(duì)應(yīng)的PWM波信號(hào)給后級(jí)驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行處理，雙路比較電路如圖3所示。

　　圖3 比較器電路

　　此處值得注意的是將上半部比較處理為音頻信號(hào)接比較器的負(fù)向端、三角波信號(hào)接正向端;下半部比較則相反，這樣形成相互對(duì)應(yīng)，在音頻信號(hào)的半部形成相應(yīng) PWM波時(shí)，另半部為低電平，可保征后級(jí)H橋中的CMOS管沒有不必要的開合，以減少系統(tǒng)功率損耗。電路以音頻信號(hào)為調(diào)制波，頻率為70kHz的三角波為載波，兩路信號(hào)均加上2.5V的直流偏置電壓，通過比較器進(jìn)行比較，得到幅值相同，占空比隨音頻幅度變化的脈沖信號(hào)。

　　LM311芯片的供電電壓為5V單電源，為給V+=V-提供2.5V的靜態(tài)電位，取R10=R11，R8=R9，4個(gè)電阻均取10kΩ。由于三角波Vp-p=2V，所以要求音頻信號(hào)的Vp-p不能大于2V，否則會(huì)使功放產(chǎn)生失真。由于比較器芯片LM311的輸出級(jí)是集電極開路結(jié)構(gòu)，輸出端須加上拉電阻，上拉電阻的阻值采用1kΩ的電阻。

　　2.3 驅(qū)動(dòng)電路以及互補(bǔ)對(duì)稱輸出和低通濾波電路

　　如圖4所示。將PWM信號(hào)整形變換成互補(bǔ)對(duì)稱的輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)，用CD40106施密特觸發(fā)器并聯(lián)運(yùn)用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補(bǔ)對(duì)稱式射極跟隨器驅(qū)動(dòng)的輸出管，保證了快速驅(qū)動(dòng)。驅(qū)動(dòng)電路晶體三極管選用9012和9014對(duì)管。

　　H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路對(duì)VMOSFET的要求是導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電壓小。因輸出功率稍大于1W，屬小功率輸出，可選用功率相對(duì)較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動(dòng)的對(duì)管，IRF9630和IRFZ48NVMOS對(duì)管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。實(shí)際電路如圖4所示。本設(shè)計(jì)采用4階Butterworth低通濾波器。

　　圖4H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出及低通濾波電路

　　對(duì)濾波器的要求是上限頻率≥20kHz，在通頻帶內(nèi)特性基本平坦。互補(bǔ)PWM開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)交替開啟Q6和Q8或Q12和Q10，分別經(jīng)兩個(gè)4階巴特沃茲濾波器濾波后推動(dòng)喇叭工作。

　　3電路測(cè)試

　　3.1 調(diào)試步驟

　　1）通頻帶的測(cè)量：在放大器電壓放大倍數(shù)為10，實(shí)測(cè)3dB通帶的上、下邊界頻率值。通頻帶測(cè)試時(shí)應(yīng)去掉測(cè)試用的RC濾波器。

　　2）最大不失真輸出功率：放大倍數(shù)為10，輸入1kHz正弦信號(hào)，用毫伏表測(cè)量放大器輸出電壓有效值，計(jì)算最大輸出功率Po-max。3）輸入阻抗：在輸入回路中串入10kΩ電阻，放大器輸入端電壓下降應(yīng)小于50%。

　　4）效率測(cè)量：輸入1kHz正弦波，放大倍數(shù)為10時(shí)，使輸出功率達(dá)到500mW，測(cè)量功率放大器的電源電流I（不包括測(cè)試用變換電路和顯示部分的電流）。要求電源電壓V的范圍為5×（1+1%）V。效率為：500mW%V×I。

　　3.2 數(shù)據(jù)分析

　　根據(jù)以上的調(diào)試步驟測(cè)量，測(cè)得數(shù)據(jù)如表1、表2、表3、圖5、圖6所示。

　　圖5 誤差放大（動(dòng)態(tài)）

　　圖6最大不失真功率測(cè)試數(shù)據(jù)

　　圖5展示了當(dāng)輸入信號(hào)的幅值不變，僅改變其頻率，動(dòng)態(tài)放大誤差效果圖。由圖可知，對(duì)于頻帶以外的信號(hào)，系統(tǒng)的放大倍數(shù)與輸出幅值有明顯降低。對(duì)于當(dāng)信號(hào)頻率的升高導(dǎo)致EMI（電磁干擾）增強(qiáng)，可以利用低通濾波器降低干擾。

　　功率放大器采用5V電源，前置放大器的放大倍數(shù)調(diào)到最大，適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)輸入信號(hào)的幅值，改變其頻率，測(cè)量其最大不失真輸出功率及效率見圖6。對(duì)于頻帶以外的信號(hào)，功率放大器的最大不失真功率有明顯的降低。若要提高效率，可以降低載波頻率，但輸出電壓的諧波成分及失真增加;若要使輸出電壓非線性失真減少，則需提高PWM調(diào)制信號(hào)的頻率。盡管高頻干擾是D類功率放大器現(xiàn)今存在的主要問題，但其高效節(jié)能的優(yōu)點(diǎn)，以越來越多的受到了人們的重視。

　　從上面的數(shù)據(jù)可知，功放的效率和最大不失真輸出功率與理論值還有一些差距，其原因有以下幾方面：

　　1）在功放電路存在靜態(tài)損耗。電路在靜態(tài)下是具有一定的功耗，測(cè)試其5V電源的靜態(tài)總電流約為28mA，靜態(tài)功耗為：P損耗=5×28=140mW，則這部分的損耗對(duì)總的效率影響很大，且對(duì)小功率輸出時(shí)影響更大。

　　2）功放輸出電路的損耗，這部分的損耗對(duì)效率和最大不失真輸出功率均有影響。H橋的互補(bǔ)激勵(lì)脈沖達(dá)不到理想同步，也會(huì)產(chǎn)生功率損耗。

　　3）濾波器的功率損耗，這部分損耗主要是由電感的直流電阻引起的，功率測(cè)量電路的誤差。此外，還有測(cè)量?jī)x器本身帶來的測(cè)量誤差。