? 以下文章的內容主要分析DCDC的開關電源中，芯片的耗散功率計算。

很多時候，選擇了一個DCDC電源的控制芯片，有些人覺得開關電源的效率很高，不再取考慮芯片的耗散功率的問題，這些有時候使用過程中發現，開關電源的控制IC很燙，覺得不可理解，怎么感覺想LDO一樣發燙呢？原因往往是因為開關電源的控制IC也是存在耗散功率的，只是這個功率很小，不容易引起工程師的注意，所以在選擇IC的時候，也不考慮IC的封裝，甚至IC的熱阻也沒有關注，所以在電源帶載較重的情況或者輸入輸出電壓相差較大情況下，IC的耗散功率加大，從而引起了發熱問題。

DCDC的電源芯片主要存在兩種耗散功率，第一種是開關損耗，第二種是傳導損耗。

一、開關損耗

開關損耗，指的是在芯片內部，上臂的MOS管或者下臂管的MOS管再打開和關閉的器件產生的功耗。如圖一的顯示兩種開關電源控制芯片內部架構，以BUCK的方式為例。

圖一?TI的LM25017和ETA的2842開關電源芯片示意圖

可以看到，控制SW輸出的存在上和下，兩個MOS管，上邊我們俗稱上臂的MOS，下邊的俗稱下臂的MOS。LM25017的是一個同步整流的開關電源芯片，如果是非同步的，那么下臂的MOS管會由一個續流的二極管代替。同步整流的IC，效率會高，但是價格會貴。ETA的2842的芯片就是非同步的IC，可以看到，外部是加了一個二極管。

那么假設計算LM25017的開關損耗，我們如何進行呢。

第一步，獲取IC中的開關頻率和上臂、下臂的MOS打開和關閉時間。

IC的開關頻率，一般都是確定的，手冊一般會給出，LM25017是1Mhz。打開和關閉時間這個一般在手冊中也會有。見圖二，TI LM25017的手冊對于MOS打開和關閉時間計算。

圖二 MOS管打開和關閉時間

可以看到，Vin對應不同的Vgs，會影響打開時間，關閉時間只統計了一個，應該是Vgs對關閉時間影響不大。那么根據你實際使用的Vin情況，得到一個打開時間。我們取Vin=32V，Ton取典型值，Ton=350ns。

還有一種情況，IC的廠商很LOW，這個打開和關閉時間，沒有給出來，那怎么辦。可以這樣估算，根據IC的內部調整PWM的開關頻率的時間，管子的打開和關閉時間取這個頻率時間的1/6或者1/8.比如IC的開關頻率是1Mhz,那么不管你占空比多少，它一個開關周期的時間就是1us。那么我們取打開和關閉時間是周期時間的1/8，那就是125ns，1/6就是161ns。

第二步，計算打開和關閉時刻的峰值電流Ipeak。這個數據計算稍微復雜，我們慢慢來。

Ipeak=Iout+△IL÷2，其中Iout就是你實際輸出到負載的電流。△I指的是在電感L中的開關電流，除以2是因為，△IL是峰峰值，一般取平均值做有效值處理。因為IL的電流信號在電感表現是上升和下降過程，但是不管是上升時間和下降時間是多少，總要回到原來的平衡點，不會超一個方向走，因為這樣不能達到平衡，比如你總是往上走，那么經過多次充電和放電，電流IL要沖破天了？這不可能，所以他是在一個平衡點上充放電。

見圖三，電感電流IL1和SW的波形。

圖三 LM25017測試的IL1和SW波形

所以，你可以實際測量電感的電流Ipeak的值是多少。但是很多時候，我們還沒有用這個芯片，怎么取測量這個Ipeak，每次都跟供應商拿DOMO板也是不現實的。所以可以根據一定的設計來進行計算。這個有一點復雜，請耐心看完。

公式是這個，

不過這存在一個問題，是我們的L1，電感的值都沒有確定，所以也根本無法確定△IL。而且很多時候，電感的取值都是先假定△IL是0.3倍的Iout。哈哈，所以你發現，這不是雞和蛋的關系嗎。所以我的理解是，就假定△IL是我們認為的0.3倍的△IL，這樣假設是認為我們外圍的電流設計是能滿足要求，比如Cout，L的電感量等。所以在這基礎上，計算出L的值是多少。這時候我們再把△IL放大到0.5倍的Iout，即△IL=0.5Iout。所以Ipeak=Iout+0.25Iout。

第三步，計算再MOS打開和關閉過程的等效Vds和Ids。因為MOS從不打開到完全打開，Vds是變化的，從最開始的Vin到最后的接近0V，Ids也從0A到輸出的Ipeak。

那么這里會存在曲線的關系，主要是根據MOS的V-I曲線，也就是伏安曲線決定的，不同時間下，Vds和Ids的關系。這里會存在兩個積分，一個是對Vds的積分，還有一個是對Ids的積分，所以比較復雜。這部分的文檔也很少，更多的又是對MOS進行各種等效的模型。因為MOS存在計生電容，等效的內阻，還存在死區期間，所以很多分析和計算，電容充電時間巴拉巴拉一堆。比如下面圖四的等效情況。

圖四 MOS管寄生參數等效圖

這里就不去牽扯很多分析，告訴一個經驗的值，就是用都取1/2*D來進行等效計算，D是占空比。BUCK 電路中，D=Vout/Vint。

那么可以計算打開和關閉的耗散功率。一個周期中上臂MOS管打開的耗散功率為：Pon=1/2*D*U*I*t=Vin*Ipeak*Ton/Fsw。下臂MOS管打開的耗散功率為Poff=1/2*D*U*I*t=Vin*Ipeak*Toff/Fsw。Fsw就是IC開關的頻率。

這樣，我們得到了打開和關閉時IC的耗散功率。如果是非同步的IC，那么Poff的功率就不需要計算，因為這部分功率損耗再續流的二極管上面，跟IC是沒有關系的。

因為MOS存在計生電容，等效的內阻，還存在死區期間，所以很多分析和計算，電容充電時間巴拉巴拉一堆。按照上面計算的方式已經包括這部分的功耗，因為廠家給的打開和關閉時間是考慮了這個死區和充電時間的。

二、傳導損耗

好了。開關損耗計算完畢，那么接下來計算傳導損耗。這個傳導損耗就很好計算了。

再MOS管打開的時候，內阻就是Rds的阻值，這個芯片的手冊都會給出來具體的值。如圖5 TI 給出LM25017中MOS的Rds的值。

圖五 LM25017 MOS中Rds的值

可以看到，MOS的RDS的是0.8歐姆的典型值，真的挺大的。有一些IC還會具體給出上臂和下臂的MOS的Rds。而且需要注意的是，Rds是會隨溫度，Vgs變化的，一般來說，溫度越高，Rds越大，Vgs越大，Rds越小。所以IC如果發熱，沒有達到熱平衡，隨著Rds的增大，電流不變情況下，溫度還繼續上升，想想是不是IC會很燙？

傳導損耗就可以計算出來了，P=I*I*Rds。兩個管子分別計算Pon=Ipeak*Ipeak*0.8。Poff=Ipeak*Ipeak*0.8。自己再跟進Rds隨溫度和Vgs變化曲線，取合適的值。

最后，IC的耗散功率P=P1（開關損耗）+P2（傳導損耗）。這樣如評估IC的發熱程度和耗散功率情況。如LM25017，Vin=24V,Vout=5V，Fsw是1Mhz，輸出Iout=1A，Rds是0.8歐姆，Ipeak是1.25A，D=(Vout/V int)。那么開關損耗P1=Pon+Poff,Pon=Poff=D*D*1/2*1/2*24V*1.25A*350ns/1us=0.114W，P1=0.114W,傳導損耗P2=1.25W+1.25=2.5W，P=P1+P2=2.614W.可以看到計算下來的耗散功率還是很大的。LM25017沒有給具體的耗散功率大小，我們可以通過結溫來進行評估。規格書上結溫最大能承受125℃，而且熱阻（外殼對空氣）是41℃/W，那么在2.614W的耗散功率下，結溫T=25℃+41℃/W*2.614W=132.174℃.

可以看到，溫度是超標的，說明這個僅僅是空氣散熱將會有問題，如果使用，需要注意散熱。耗散功率那么大，我覺得這款芯片Rds太大了，所以導致傳導損耗過大。