在進行大功率電源供應器設計時，設計工程師經常會使用交錯（Interleave）架構。交錯是一種特殊的并聯方式，即在兩個或多個功率級（通常稱之為相位或通道）之間存在獨特的相位關係。為了保持兩級設計所具備的完整紋波電流消除優勢，必須讓各個通道彼此間相位差保持180度。

　　由于每個通道都是針對處理50%功率而設計的，故同步中斷或失敗，尤其是在負載超過最大額定電流的50%時，就可能造成整個設計的崩潰。換言之，缺乏嚴格容限的同步演算法會導致不必要的功率級冗余設計需求。因此，設計工程師必須採用可在任何狀況下均確保同步的解決方案，方能避免系統崩潰的條件下，兼顧系統的實作成本。目前市場上已有晶片供應商開發出可滿足此一需求的功率因數校正（PFC）控制器，在軟啟動、軟中止（Soft-Stop）期間以及所有瞬態和穩態工作條件下，可確保近乎完美的180度同步。如果某個故障模式導致一個通道無法工作，內部的重啟動計時器便會啟動，有效執行功率限制，防止此通道提供全額定功率。本文將以快捷（Fairchild）所推出的FAN9612為例，說明這類先進PFC控制器的特性，以及其能為電源供應器系統設計所帶來的種種優勢。

　　軟啟動/分壓器網路攜手 電壓過沖難題有解

　　任何電源設計都要優先考慮啟動，功率因數校正控制器也不例外。對大多數PFC應用而言，穩壓輸出電壓設置點在400伏特范圍內，故只要有任何電壓過沖，尤其是在軟啟動期間，就會對輸出大電容和開關元件造成額外的應力。因此，PFC控制器必須能在整個啟動程式期間保持閉迴路軟啟動，以避免上述情況發生。圖1為PFC控制器的軟啟動電路功能實現及啟動程式模擬。

　　圖1　閉迴路軟啟動性能

　　透過把參考電壓鉗定為誤差放大器回饋電壓，軟啟動電容（CSS）將稍微預充電，加快初始化啟動。更重要的是，誤差放大器輸出直接控制軟啟動充電電流（ISS（VCTRL）），因此，若誤差放大器接近飽和，電流源就減小VSS（t），確保對誤差放大器輸出電壓保持良好控制。如此一來，無論在軟啟動週期內，后級直流對直流（DC-DC）轉換器從何處開始消耗控制器輸出的功率， 都可以在內部調節同相誤差放大器輸入以避免飽和，確保啟動或重新啟動期間不會因瞬態故障條件而產生電壓過沖。

　　除了閉迴路軟啟動工作模式之外，先進的PFC控制器還具有透過 VOUT 電阻分壓器網路直接啟動的可選功能。對于沒有足夠的輔助偏置電源電壓或待機電源的應用，啟動任何高電壓晶片都必須對VDD電容進行充電，直到電壓達到控制晶片欠壓鎖定（UVLO）導通閾值為止。要實現這項功能，設計工程師通常都必須額外設計一套電路，因而會增加功耗及降低效率。

　　為了解決上述問題，有些設計人員會採用一種特殊的設計方法，亦即當PFC控制晶片是透過自舉偏置（Bootstrap Bias）進行供電時，系統則關閉啟動電路。雖然這種方案有助于降低功耗，但往往需要高側開關和驅動電路，從而增加外部元件的數目。目前市場上已有經過特別設計的解決方案可克服此一問題，無須使用外部啟動電阻即可啟動。在FB和VDD之間增加一個小信號二極體（DSTART），即可提供一條經過RFB1的電流路徑，即圖 2 中的虛線。一旦內部5伏特參考電壓產生輸出，小訊號金屬氧化物半導體場效電晶體（MOSFET），也就是圖2中的QSTART就被開通，電阻回饋網路即從啟動功能中釋放出來。另外也可以根據情況 ，忽略DSTART和QSTART，採用傳統的啟動方法。

　　圖2　交替式簡化啟動電路

　　擺脫兩極濾波器束縛 欠壓保護設計更具彈性

　　對于感測交流（AC）輸入電壓的 PFC 電路，大多數控制器都須搭配一個外部兩極濾波器來取得RMS線電壓。雖然這對線路欠壓保護（也稱為Brown-out保護，即電壓過低保護）而言，是可接受的，但兩極濾波器的慢速和低靈敏度會導致額外的線電流失真，從而妨礙利用RMS電壓資訊來實現脈衝寬度調變（PWM）控制，如電壓前饋。因此，理想的解決方案應能透過感測AC輸入電壓的峰值來獲得RMS值，從而避免使用外部兩極濾波器。由于 RMS 值與線電壓峰值成比例，所需外部電路就從兩極濾波器簡化為一個簡單的電阻分壓器。

　　如圖3，設計工程師可利用經過分壓（Divided Down）的峰值電壓訊號來實現欠壓保護（VIN（UVLO））、輸入過壓保護（VIN（OVP）），以及電壓前饋（VIN（VFF））這些脈衝寬度調變控制工作。RIN1和 RIN2的比值可用于設定 VIN（OVP） 、跳變點和欠壓保護級。

　　圖3　輸入電壓感測電路

　　電壓前饋為PFC控制器帶來許多優勢。首先，控制迴路增益變得與輸入電壓無關，這就大大簡化了補償工作，并有助于在線路瞬變期間保持更嚴格的輸出電壓調節。其次，輸入電流仍為正弦波，即使在功率受限期間也可減少電流失真。第叁，由于用戶可程式設計最大導通時間（MOT）與VIN成比例，所以每個通道都獲得一個有效的功率限制功能。最后，本文范例方案還能夠在直流輸入電壓下工作，故而適用于大功率逆變器，如專為太陽能應用而設計的逆變器。

　　過電壓/過電流保護不容輕忽

　　除了欠壓保護和輸入電壓過電壓保護（OVP）外，本文范例方案還具有兩極輸出電壓過電壓保護（OVP）功能。圖4所示的回饋電阻RFB1和RFB2對輸出電壓進行分壓，并把訊號饋入到 控制晶片的跨導誤差放大器輸入端。一個非鎖死輸出過電壓保護電路會在內部監控該信號，并被設置在回饋電壓超過3.25伏特時阻止開關。因此實際上，RFB1和RFB2具有調節輸出電壓和執行輸出過電壓保護的雙重功能。某些應用可能有限制輸出過電壓保護和電壓調節功能共用同一組串聯電阻的設計要求。針對這一問題，本方案提供第二級鎖定過電壓保護功能，該鎖定電路的閾值為3.5伏特，可透過ROV1和ROV2來主動設置比非鎖定的過電壓保護更高的保護電壓 。在RFB2與地短路這種可能性較小的事件中，這個第二級過電壓保護功能可關閉DRV1和DRV2。

　　圖4　簡化應用電路

　　至于過電流保護（OCP），控制晶片可透過圖4中的RCS1和RCS2獨立感測每個通道的峰值電流。較之在返回路徑上採用單個電流感測電阻，對相位的逐個感測可提供更可靠、更有效的過電流保護解決方案。為了減少元件，每個輸入都在內部整合了一個小型RC濾波器，一般用于抑制電流感測輸入中的前沿尖刺。

　　法規要求帶動控制器效率持續升級

　　在法規的要求下，新一代PFC控制器除了必須簡化系統設計外，更須持續導入新的節能技術，來滿足額定負載和輕負載下的效率要求。其同步電路的一部分利用最大頻率鉗位元來限制輕載下和交流輸入電壓的過零點附近的與頻率相關的Coss MOSFET開關損耗。在 VIN線電壓部分大于VOUT/2期間，使用谷底開關技術以感測最佳MOSFET導通時間，可進一步降低Coss電容性開關損耗。另一方面，當VIN小于VOUT/2時，主功率MOSFET利用零電壓開關（ZVS）導通。ZVS 結合 BCM 工作模式的零電流開關（ZCS），可消除MOSFET導通開通損耗和輸出整流器的反向恢復損耗。

　　自動相位管理技術可以滿足提高輕載效率的要求。如本文范例晶片的評估板（EVB）可以展示約30%（相位禁用）和40%（相位啟用）負載電流之間的相位管理能力，而利用控制晶片的MOT輸入則可準確調節閾值。圖5所示的效率圖顯示了在負載電流剛好下跌到最大額定值的30%以下，致使某個相位禁用時，輕載效率的提高狀況：當負載電流達到最大額定值的近40%時，兩通道交錯式工作便會恢復。該評估板事實上是一個 400瓦雙交錯式BCM PFC 轉換器，當輸入電壓為115伏特交流電時，輕載負載效率提高 1%；當輸入電壓為230伏特交流電時，效率更可提高6.5%。

　　圖5　本文范例方案的評估板所具備的相位管理效率（含EMI濾波器）