固態(tài)變壓器（SST）中LLC高頻DC/DC變換級的控制算法架構與經(jīng)典代碼實現(xiàn)

BASiC Semiconductor基本半導體一級代理商傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導體和新能源汽車連接器的分銷商。主要服務于中國工業(yè)電源、電力電子設備和新能源汽車產(chǎn)業(yè)鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動化和數(shù)字化轉型三大方向，代理并力推BASiC基本半導體SiC碳化硅MOSFET單管，SiC碳化硅MOSFET功率模塊，SiC模塊驅動板等功率半導體器件以及新能源汽車連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動國產(chǎn)SiC碳化硅模塊在電力電子應用中全面取代進口IGBT模塊，助力電力電子行業(yè)自主可控和產(chǎn)業(yè)升級！

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1. 緒論：固態(tài)變壓器與高頻功率變換的演進

隨著智能電網(wǎng)（Smart Grid）、分布式可再生能源發(fā)電以及交通電氣化（如電動汽車超充站）的飛速發(fā)展，傳統(tǒng)的工頻電力變壓器（Line-Frequency Transformer, LFT）因其體積龐大、功能單一且缺乏可控性，正逐漸難以滿足現(xiàn)代電力系統(tǒng)的需求。在這一背景下，固態(tài)變壓器（Solid State Transformer, SST），又稱電力電子變壓器（PET），作為一種能夠實現(xiàn)電壓等級變換、電氣隔離以及能量雙向流動與質(zhì)量控制的主動式電力電子裝置，成為了學術界與工業(yè)界關注的焦點。

SST的核心優(yōu)勢在于其高頻化。通過將工作頻率從50/60Hz提升至數(shù)十千赫茲（kHz）甚至兆赫茲（MHz）級別，磁性元件（變壓器與電感）的體積和重量得以大幅縮減，從而顯著提升系統(tǒng)的功率密度。然而，高頻化同時也帶來了巨大的開關損耗挑戰(zhàn)。為了解決這一問題，SST中的DC/DC隔離級廣泛采用了軟開關技術，其中LLC串聯(lián)諧振變換器（LLC Series Resonant Converter）憑借其全負載范圍內(nèi)的原邊零電壓開通（ZVS）和副邊零電流關斷（ZCS）特性，成為了首選拓撲方案之一。

盡管LLC拓撲在消費類電源中已應用成熟，但將其置于SST的中高壓、大功率及雙向流動場景中，引入了前所未有的控制復雜性。SST通常采用模塊化級聯(lián)結構，如輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（ISOP）配置，這就要求控制算法不僅要調(diào)節(jié)單一模塊的輸出，還必須協(xié)調(diào)模塊間的電壓與功率平衡。此外，寬范圍的電壓增益調(diào)節(jié)、雙向能量流動的無縫切換、以及在極高頻率下的同步整流（SR）精度，都對數(shù)字控制器的算力和固件架構提出了嚴苛要求。

傾佳電子楊茜剖析應用于SST的高頻LLC DC/DC變換器的先進控制算法與固件實現(xiàn)策略。報告將從LLC的諧振機理出發(fā)，詳細探討混合調(diào)制策略（PFM/PSM）、雙向CLLC控制、ISOP均壓控制以及同步整流算法，并結合德州儀器（TI）C2000及意法半導體（ST）STM32等主流控制器的經(jīng)典代碼結構，為高頻SST的工程實現(xiàn)提供詳盡的理論依據(jù)與實踐參考。

2. 高頻LLC諧振變換器的理論基礎與SST應用挑戰(zhàn)

2.1 LLC諧振腔的工作機理與增益特性

LLC變換器的核心在于其諧振網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡由串聯(lián)諧振電感（Lr?）、串聯(lián)諧振電容（Cr?）以及勵磁電感（Lm?）組成。與傳統(tǒng)的PWM變換器不同，LLC利用頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation, PFM）來調(diào)節(jié)電壓增益。諧振腔充當了一個頻率選擇性濾波器，其輸入為半橋或全橋逆變器產(chǎn)生的方波電壓，輸出則通過變壓器傳遞至副邊整流級。

在SST應用中，為了簡化分析與控制設計，通常采用基波近似法（First Harmonic Approximation, FHA）。該方法假設能量主要通過基波分量傳輸，從而將非線性的開關電路轉化為線性的交流等效電路?；贔HA，LLC變換器的電壓增益 M(fn?,Q,k) 可以描述為歸一化開關頻率 fn?、品質(zhì)因數(shù) Q 和電感比 k 的函數(shù)：

M(fn?,Q,k)=?(1+k1??kfn2?1?)+jQ(fn??fn?1?)

其中：

fn?=fs?/fr?：歸一化開關頻率，即實際開關頻率與第一諧振頻率之比。

k=Lm?/Lr?：電感比，反映了勵磁電感與諧振電感的關系。較小的 k 值能提供更陡峭的增益曲線，但也意味著更大的勵磁環(huán)流。

Q=Rac?Lr?/Cr???：品質(zhì)因數(shù)，與負載電阻 Rac? 成反比。

LLC增益曲線呈現(xiàn)出兩個顯著特征，使其極其適合SST應用：

雙諧振點：存在兩個諧振頻率，fr?=2πLr?Cr?? 和 fm?=2π(Lr?+Lm?)Cr??。

單位增益點：當開關頻率等于第一諧振頻率（fs?=fr?）時，電壓增益恒為1（或變壓器匝比倒數(shù)），且該特性與負載無關。在這一點上，變換器效率最高，環(huán)流最小，是SST設計的理想標稱工作點。

2.2 SST場景下的增益調(diào)節(jié)困境

盡管LLC在諧振點附近性能優(yōu)異，但SST的應用場景往往要求極寬的電壓調(diào)節(jié)范圍。例如，在連接可再生能源或儲能單元時，直流母線電壓可能會在很大范圍內(nèi)波動（如電池組電壓隨SoC變化）。

升壓需求（Boost Mode） ：當輸入電壓降低時，LLC需要工作在 fm?

降壓需求（Buck Mode） ：當輸入電壓升高時，LLC需工作在 fs?>fr? 區(qū)域。此時增益小于1，但隨著頻率升高，開關損耗增加，且副邊整流管可能會失去ZCS特性，導致反向恢復損耗劇增。

這種“增益-頻率”耦合特性在寬范圍SST應用中引發(fā)了所謂的**頻率失控（Frequency Runaway）**問題。單純依賴PFM控制可能導致開關頻率偏離設計優(yōu)化點過遠，從而降低效率甚至損壞器件。因此，SST中的LLC控制必須引入多自由度的混合調(diào)制策略。

2.3 軟開關邊界與死區(qū)時間優(yōu)化

實現(xiàn)高頻高效的關鍵在于全范圍內(nèi)的軟開關。對于原邊MOSFET，ZVS的實現(xiàn)依賴于在死區(qū)時間內(nèi)，勵磁電流（Im?）能夠完全抽取結電容（Coss?）中的電荷，使漏源電壓（Vds?）在開通前降至零。

SST中廣泛采用的SiC MOSFET雖然具有極低的Rds(on)?，但其體二極管的導通壓降較高（約3-4V）。如果死區(qū)時間設置過長，體二極管長時間導通將導致顯著的導通損耗；如果死區(qū)時間過短，無法實現(xiàn)ZVS，則會產(chǎn)生巨大的開通損耗和電磁干擾（EMI）。

經(jīng)典設計中，死區(qū)時間 tdead? 需滿足：

tdead?≥16Coss,eq?fs?Lm?

而在數(shù)字控制實現(xiàn)中，這一參數(shù)往往設計為隨負載電流自適應調(diào)整的變量，而非固定值，以在全負載范圍內(nèi)優(yōu)化效率。

3. 高級控制策略與算法架構

為了應對SST的寬范圍和高效率需求，控制算法已從單一的模擬PFM演變?yōu)榛?a target="_blank">數(shù)字信號處理器（DSP）的復雜混合控制邏輯。

3.1 混合調(diào)制策略：PFM + PSM + PWM

在SST的數(shù)字控制中，通常根據(jù)工作區(qū)域劃分不同的調(diào)制模式，并通過狀態(tài)機進行平滑切換。

3.1.1 脈沖頻率調(diào)制（PFM）—— 核心控制

PFM是LLC的主控制模式，主要用于額定工作點附近。數(shù)字控制器通過改變PWM模塊的周期寄存器（如TI C2000中的TBPRD）來調(diào)整頻率。

控制邏輯：電壓環(huán)PI控制器的輸出直接映射為開關頻率。當輸出電壓低于參考值時，PI輸出減小（頻率降低）以提高增益；反之則增大頻率。

局限性：輕載下增益曲線平坦，穩(wěn)壓能力喪失。

3.1.2 移相調(diào)制（PSM）—— 輕載與寬增益擴展

為了解決輕載下的穩(wěn)壓問題，全橋LLC拓撲引入了移相控制。保持開關頻率固定（通常固定在 fr? 或略高于 fr?），調(diào)節(jié)超前橋臂與滯后橋臂之間的相位角 ?。

機理：移相改變了施加在諧振腔上的電壓有效占空比，從而降低了基波電壓幅值，進而降低增益。

算法實現(xiàn)：當PFM計算出的頻率超過預設上限 fmax? 時，控制邏輯鎖定頻率，轉而調(diào)節(jié)相位寄存器（如C2000中的TBPHS）。這種混合控制顯著擴展了LLC的可控增益范圍，同時限制了最高工作頻率，降低了EMI設計難度。

3.1.3 非對稱PWM與Burp模式

在極輕載或待機模式下，為了進一步降低損耗，控制算法會進入Burst Mode（突發(fā)模式）或Burp Mode（打嗝模式） 。

控制邏輯：監(jiān)測反饋變量（如頻率或PI輸出）。當負載低于閾值（如5%額定功率）時，封鎖PWM輸出。輸出電容維持負載供電，電壓緩慢下降。當電壓跌落至下限閾值時，恢復PWM發(fā)波。

優(yōu)化策略：為了避免突發(fā)模式帶來的音頻噪聲和諧振腔電流沖擊，先進算法采用“軟進軟出”策略，即在Burst波包的起始和結束階段，逐步增加和減小脈沖寬度，而非硬開關。

3.2 雙向CLLC諧振變換器控制

SST往往要求雙向能量傳輸（V2G、儲能接口）。傳統(tǒng)的LLC結構是非對稱的，反向工作時（Buck模式變Boost模式）效率低下。因此，對稱的CLLC（雙向LLC）拓撲被廣泛采用，其原副邊均包含諧振電容和電感。

正反向控制策略差異：

正向模式（Forward Mode） ：原邊全橋做逆變，副邊全橋做同步整流?？刂谱兞繛樵咁l率。

反向模式（Reverse Mode） ：副邊全橋做逆變，原邊全橋做同步整流?？刂谱兞繛楦边咁l率。

模式切換算法：控制器需實時監(jiān)測功率流向指令。切換過程中，必須先軟關斷當前發(fā)送側的PWM，經(jīng)過死區(qū)時間等待諧振電流衰減為零后，再軟啟動另一側的PWM，以避免硬換流造成的電壓尖峰。

3.3 輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（ISOP）均壓控制

在中高壓SST中，單個LLC模塊無法承受全部輸入電壓，必須采用ISOP結構。由于器件參數(shù)離散性，模塊間的輸入電壓（Vin_i?）會出現(xiàn)不平衡。

均壓控制算法架構：

該系統(tǒng)采用雙環(huán)控制架構，包含一個公共的輸出電壓環(huán)和多個局部的輸入均壓環(huán)。

公共環(huán)（Common Loop） ：采樣總輸出電壓 Vout?，通過PI控制器生成公共頻率指令 fcommon?。

差分環(huán)（Differential Loop） ：每個模塊采樣自身的輸入電壓 Vin_i?，并與平均輸入電壓 Vavg?=Vin_total?/N 進行比較。

均壓邏輯：

若某模塊 Vin_i?>Vavg?，說明該模塊阻抗過大（分壓過多），需要增加其功率吞吐量來泄放電荷。

在LLC的感性增益區(qū)（f

相反，若工作在容性區(qū)或高頻區(qū)（Buck模式），調(diào)節(jié)方向則相反?？刂扑惴ū匦柚獣援斍肮ぷ鼽c位于增益曲線的哪一側。

4. 同步整流（SR）的數(shù)字控制技術

同步整流是提升低壓大電流輸出側效率的關鍵。在LLC中，副邊電流呈正弦波狀，且相位隨頻率變化，這使得SR的開通和關斷時機極難通過固定邏輯控制。

4.1 基于Vds?檢測的自適應SR算法

這是目前最主流的數(shù)字SR控制方案。通過高速比較器或ADC檢測SR MOSFET的漏源電壓 Vds?。

算法邏輯狀態(tài)機：

等待開通（Wait for Turn-On） ：體二極管導通時，Vds? 變?yōu)樨撝担s-0.7V）。當 Vds?

導通階段（Conducting） ：MOSFET導通，Vds?=I×Rds(on)?，通常在mV級別。

等待關斷（Wait for Turn-Off） ：隨著諧振電流下降，Vds? 逐漸上升趨向0V。當 Vds?>Vth_off?（如-10mV）時，立即關斷門極。

自適應調(diào)節(jié)（Adaptive Tuning）：

由于比較器延遲和驅動延遲，實際上很難精確在電流過零點關斷。數(shù)字控制器通常采用逐周期的自適應調(diào)節(jié)算法：

如果在關斷后檢測到體二極管繼續(xù)導通了較長時間（死區(qū)過長），則下一周期的關斷閾值 Vth_off? 提高，或直接延長導通時間計數(shù)器。

如果在關斷瞬間檢測到反向電流（Vds? 正向尖峰），說明關斷過晚，導致反流。下一周期需提前關斷，減少導通時間20。

4.2 無傳感器模型預測SR

在極高頻（>500kHz）SST中，傳感器延遲不可忽略。此時采用基于模型的SR算法。

算法原理：利用FHA模型或時域分析，計算出副邊電流過零點相對于原邊PWM邊沿的時間差 tdelay?。

在諧振點（fs?=fr?），電流與電壓同相，SR導通時間約為 0.5Ts?。

在偏離諧振點時，控制器根據(jù)當前的歸一化頻率 fn? 和負載率，查表或通過簡化的解析式實時計算 ton? 和 toff? 時刻。這種方法抗干擾能力強，但對參數(shù)敏感。

5. 經(jīng)典代碼結構與實現(xiàn)（基于TI C2000 MCU）

本節(jié)將理論算法轉化為具體的C語言代碼結構，展示如何在嵌入式系統(tǒng)中實現(xiàn)上述控制邏輯。以TI C2000系列（如TMS320F280049C或F28379D）為例，這些芯片具備高分辨率PWM（HRPWM）、比較器子系統(tǒng)（CMPSS）和三角函數(shù)加速器（TMU），非常適合LLC控制。

5.1 軟件架構分層

穩(wěn)健的數(shù)字電源固件通常采用中斷驅動的前后臺架構：

Fast ISR (控制環(huán)路) ：優(yōu)先級最高，運行頻率通常與開關頻率同步（如100kHz）或分頻（如20kHz）。負責ADC采樣讀取、數(shù)字補償器計算（2P2Z/3P3Z）、PWM寄存器更新、軟啟動斜坡生成。執(zhí)行時間必須嚴格限制（例如 < 5us）。

Background Loop (后臺主循環(huán)) ：處理非實時任務，如狀態(tài)機管理、故障保護恢復邏輯、通信（CAN/UART）、溫度監(jiān)控、PID參數(shù)自整定等25。

5.2 關鍵數(shù)據(jù)結構定義

C

// 定義LLC控制器狀態(tài)機枚舉

typedef enum {

LLC_STATE_IDLE, // 待機狀態(tài)

LLC_STATE_SOFT_START, // 軟啟動狀態(tài)（限制電流）

LLC_STATE_NORMAL_OP, // 正常閉環(huán)運行

LLC_STATE_BURST_MODE, // 突發(fā)模式（輕載）

LLC_STATE_FAULT // 故障停機

} LLC_State_t;

// 定義2P2Z數(shù)字補償器結構體 (二階IIR濾波器)

typedef struct {

float Ref; // 參考電壓 (標幺值)

float Fdbk; // 反饋電壓 (標幺值)

float Err; // 誤差歷史: e[n], e[n-1], e[n-2]

float Out; // 輸出歷史: u[n], u[n-1], u[n-2]

float Coeff_B; // 分子系數(shù): b0, b1, b2

float Coeff_A; // 分母系數(shù): a1, a2

float Max; // 輸出上限 (對應最小頻率/最大周期)

float Min; // 輸出下限 (對應最大頻率/最小周期)

} CNTL_2P2Z_t;

5.3 2P2Z控制律的C語言實現(xiàn)

這是LLC閉環(huán)控制的核心代碼，通常運行在ISR中或由CLA（Control Law Accelerator）協(xié)處理器執(zhí)行以節(jié)省CPU資源。

C

// 2P2Z 補償計算函數(shù)

// 差分方程: u[n] = b0*e[n] + b1*e[n-1] + b2*e[n-2] - a1*u[n-1] - a2*u[n-2]

#pragma CODE_SECTION(CNTL_2P2Z_Update, ".TI.ramfunc"); // 放置在RAM中運行以提高速度

void CNTL_2P2Z_Update(CNTL_2P2Z_t *v)

{

// 1. 計算當前誤差

v->Err = v->Ref - v->Fdbk;

// 2. 執(zhí)行差分方程 (利用FPU指令優(yōu)化)

float output = (v->Coeff_B * v->Err) +

(v->Coeff_B * v->Err) +

(v->Coeff_B * v->Err) -

(v->Coeff_A * v->Out) -

(v->Coeff_A * v->Out);

// 3. 輸出限幅 (防積分飽和)

// 對于LLC，輸出通常對應開關周期 Period

if (output > v->Max) {

output = v->Max;

} else if (output < v->Min) {

output = v->Min;

}

// 4. 更新歷史數(shù)據(jù)，為下一次計算做準備

v->Err = v->Err;

v->Err = v->Err;

v->Out = v->Out;

v->Out = output;

v->Out = output; // 當前控制量

}

26

5.4 軟啟動（Soft-Start）狀態(tài)機實現(xiàn)

軟啟動是防止諧振腔電流沖擊和變壓器飽和的關鍵。SST通常采用頻率掃描法：從最高頻率（增益最低）線性掃描至諧振頻率。

C

// 在ISR中調(diào)用的軟啟動邏輯

void Run_SoftStart_ISR(void)

{

static float current_freq_hz = MAX_STARTUP_FREQ;

// 每一個ISR周期降低一定頻率步長

current_freq_hz -= SOFT_START_STEP_HZ;

// 轉換為PWM周期計數(shù)值 (SystemClock / Freq)

uint32_t period_ticks = (uint32_t)(SYSTEM_CLOCK_HZ / current_freq_hz);

// 更新PWM硬件寄存器 (使用影子寄存器Shadow Load確保波形完整)

EPWM_setTimeBasePeriod(LLC_PWM_BASE, period_ticks);

EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, period_ticks / 2); // 保持50%占空比

// 檢查是否達到正常工作頻率或輸出電壓建立

if ((current_freq_hz <= NORMAL_OP_FREQ_LIMIT) |

| (Vout_Sensed > VOUT_TARGET * 0.9)) {

// 切換狀態(tài)機到正常閉環(huán)

MachineState = LLC_STATE_NORMAL_OP;

// 初始化PID積分項，防止切換瞬間跳變

LLC_Controller.Out = period_ticks;

LLC_Controller.Out = period_ticks;

}

}

29

5.5 同步整流（SR）自適應調(diào)節(jié)邏輯

SR控制通常結合硬件比較器和軟件調(diào)節(jié)。C2000 MCU的CMPSS模塊可以檢測電流過零，軟件則微調(diào)導通時間。

C

// SR 自適應調(diào)整邏輯 (在低頻ISR或后臺運行)

void SR_Adaptive_Adjustment(void)

{

// 讀取上個周期的體二極管導通時間 (通過eCAP捕獲或CMPSS標志位推算)

uint16_t body_diode_time = Read_BodyDiode_Conduction_Time();

// 目標是保持極短的體二極管導通時間 (例如 50ns)，保證ZCS且無反流

const uint16_t TARGET_TIME = 50; // ticks

if (body_diode_time > TARGET_TIME) {

// 二極管導通太久 -> 關斷太早 -> 延長SR導通時間

SR_OnTime_Ticks++;

} else if (Check_Reverse_Current_Flag()) {

// 檢測到反流 -> 關斷太晚 -> 縮短SR導通時間

SR_OnTime_Ticks -= 5; // 快速回調(diào)以保護器件

}

// 更新SR PWM 關斷時刻

// 注意：SR的開通通常由原邊PWM同步或Vds比較器硬件直接觸發(fā)

EPWM_setCounterCompareValue(SR_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_B, Period - SR_OnTime_Ticks);

}

22

6. 前沿趨勢：混合滯環(huán)控制（HHC）與電流模式LLC

雖然PFM是經(jīng)典方法，但其動態(tài)響應較慢，因為其本質(zhì)是電壓模式控制，且諧振腔具有二階特性。SST的最新研究正轉向混合滯環(huán)控制（Hybrid Hysteretic Control, HHC） ，這是一種類似于電流模式的控制方法。

HHC原理：

HHC不直接計算頻率。它利用諧振電容電壓 Vcr? 作為狀態(tài)變量?？刂骗h(huán)路計算出一個電荷閾值 Vth?。

開關管開通。

諧振電流對 Cr? 充電，Vcr? 上升。

當 Vcr? 達到 Vth? 時，比較器翻轉，強制關斷開關管。

該過程自動決定了脈寬和頻率。

這種方法具有極快的瞬態(tài)響應和天然的輸入電壓前饋特性。在C2000 MCU中，通過配置片上DAC作為比較器閾值，并將CMPSS輸出直接鏈接到PWM跳閘區(qū)（Trip Zone），可以無需CPU干預實現(xiàn)逐周期的HHC控制。

7. 結論

SST中高頻LLC變換器的控制設計是一項系統(tǒng)工程，它超越了簡單的PID調(diào)節(jié)，涉及對諧振槽能量狀態(tài)的精確管理。從保證基本ZVS運行的死區(qū)時間優(yōu)化，到應對寬范圍輸入的PFM/PSM混合調(diào)制，再到提升效率的自適應同步整流，每一個環(huán)節(jié)都需緊密耦合。

數(shù)字控制器（如C2000）通過其豐富的高速模擬外設（CMPSS, 150ps分辨率HRPWM）和強大的算力（CLA, FPU），使得復雜的控制策略（如ISOP均壓、HHC、模型預測SR）得以低成本實現(xiàn)。未來的SST控制固件將更加依賴于這種軟硬件協(xié)同設計（Software-Defined Power），代碼結構將更加模塊化，以適應SST在智能電網(wǎng)中日益多變的角色。

審核編輯 黃宇