固態(tài)變壓器（SST）高頻DC/DC級中基于半橋SiC模塊的LLC變換器控制策略

BASiC Semiconductor基本半導體一級代理商傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導體和新能源汽車連接器的分銷商。主要服務于中國工業(yè)電源、電力電子設(shè)備和新能源汽車產(chǎn)業(yè)鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動化和數(shù)字化轉(zhuǎn)型三大方向，代理并力推BASiC基本半導體SiC碳化硅MOSFET單管，SiC碳化硅MOSFET功率模塊，SiC模塊驅(qū)動板等功率半導體器件以及新能源汽車連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動國產(chǎn)SiC碳化硅模塊在電力電子應用中全面取代進口IGBT模塊，助力電力電子行業(yè)自主可控和產(chǎn)業(yè)升級！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三個必然，勇立功率半導體器件變革潮頭：

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET模塊全面取代IGBT模塊和IPM模塊的必然趨勢！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET單管全面取代IGBT單管和大于650V的高壓硅MOSFET的必然趨勢！

傾佳電子楊茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET單管全面取代SJ超結(jié)MOSFET和高壓GaN 器件的必然趨勢！

1. 引言：固態(tài)變壓器與第三代半導體技術(shù)的融合演進

在現(xiàn)代電力電子系統(tǒng)的宏偉藍圖 specific to smart grids and traction systems，固態(tài)變壓器（Solid State Transformer, SST）正逐漸取代傳統(tǒng)的工頻變壓器（Line Frequency Transformer, LFT）。SST不僅承擔著電壓等級變換的基本職能，更被賦予了潮流控制、電能質(zhì)量調(diào)節(jié)、以及交直流混合接口等高級功能。在SST的三級架構(gòu)（AC/DC整流級、DC/DC隔離級、DC/AC逆變級）中，高頻隔離DC/DC級是核心樞紐，其性能直接決定了整個系統(tǒng)的效率、功率密度和可靠性。

隨著以碳化硅（SiC）為代表的寬禁帶（WBG）半導體器件的成熟，SST的設(shè)計范式發(fā)生了根本性的轉(zhuǎn)變。相比于傳統(tǒng)的硅基IGBT器件，SiC MOSFET憑借其高耐壓、低導通電阻、極快的開關(guān)速度以及優(yōu)異的高溫特性，使得DC/DC變換器的工作頻率從幾十千赫茲躍升至數(shù)百千赫茲甚至兆赫茲級別。這種頻率的提升極大地減小了磁性元件和無源元件的體積，是實現(xiàn)SST高功率密度的關(guān)鍵。

然而，SiC器件的高頻化應用也給控制策略帶來了前所未有的挑戰(zhàn)。極高的dv/dt和di/dt使得寄生參數(shù)的影響被顯著放大，傳統(tǒng)的控制方法在面對寬電壓范圍調(diào)節(jié)、快速負載瞬變以及電磁干擾（EMI）抑制時顯得捉襟見肘。特別是在采用半橋SiC功率模塊（如BASiC Semiconductor的BMF系列）構(gòu)建的LLC諧振變換器中，如何充分挖掘器件的性能潛力，同時規(guī)避寄生電感導致的振蕩和誤導通，成為了控制策略研究的核心議題。

傾佳電子楊茜將立足于SST的應用背景，結(jié)合具體的半橋SiC模塊參數(shù)，對高頻LLC變換器的控制策略進行深度剖析。我們將探討從穩(wěn)態(tài)的混合調(diào)制策略到動態(tài)的軌跡控制，再到同步整流的自適應算法，旨在構(gòu)建一套適應SiC時代SST需求的完備控制理論體系。

2. SST中高頻DC/DC級的挑戰(zhàn)與SiC模塊特性分析

2.1 固態(tài)變壓器DC/DC隔離級的運行工況與需求

在SST應用中，特別是面向配電網(wǎng)或軌道交通的輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（ISOP）架構(gòu)中，DC/DC級面臨著極端復雜的運行工況。首先是寬電壓增益范圍的需求。SST的前級AC/DC整流器通常需要應對電網(wǎng)電壓的波動（如+10%/-20%），這意味著中間直流母線電壓會在較大范圍內(nèi)變化。LLC變換器必須在整個電壓范圍內(nèi)保持輸出電壓的穩(wěn)定，這對諧振槽路的設(shè)計和增益調(diào)節(jié)能力提出了嚴苛要求。

其次是高頻紋波抑制。前級整流會在直流母線上引入兩倍工頻（100Hz或120Hz）的電壓紋波。如果DC/DC級不能有效地抑制這一低頻紋波，它將直接傳導至低壓側(cè)，影響負載電能質(zhì)量 。傳統(tǒng)的做法是增大母線電容，但這違背了SST高功率密度的設(shè)計初衷。因此，必須依靠DC/DC級的高帶寬控制能力來主動抑制紋波。

最后是全負載范圍的軟開關(guān)。為了最大化效率并解決散熱問題，LLC變換器必須在從輕載到滿載的全范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通（ZVS）和副邊整流管的零電流關(guān)斷（ZCS）。SiC器件雖然降低了開關(guān)損耗，但硬開關(guān)（Hard Switching）仍然會導致嚴重的EMI問題和額外的熱應力。

2.2 半橋SiC模塊的關(guān)鍵電氣特性及其控制意義

為了深入分析控制策略，必須首先量化硬件對象的特性。以基本半導體（BASiC Semiconductor）的BMF系列半橋SiC MOSFET模塊為例，其電氣參數(shù)為控制算法的設(shè)計提供了物理邊界和優(yōu)化空間。

2.2.1 極低的寄生電感與開關(guān)速度

根據(jù)數(shù)據(jù)手冊，BMF系列模塊（如BMF60R12RB3和BMF240R12KHB3）采用了低電感封裝設(shè)計，其雜散電感（Stray Inductance, Lσ?）通常在30nH至40nH之間 。雖然這一數(shù)值相比傳統(tǒng)IGBT模塊已有顯著降低，但在SiC MOSFET極快的開關(guān)速度下（開通延遲td(on)?約40ns，關(guān)斷延遲td(off)?約70-100ns 3），微小的電感仍會產(chǎn)生巨大的感生電壓。

假設(shè)開關(guān)過程中電流變化率di/dt達到3000 A/μs（即3 A/ns），則30nH的雜散電感將產(chǎn)生約90V的電壓尖峰（V=L?di/dt）。

Vspike?=30×10?9H×3×109A/s=90V

這一電壓尖峰不僅增加了器件的電壓應力，更嚴重的是，它會干擾控制信號，特別是在副邊同步整流（SR）的VDS?檢測電路中造成誤判。因此，控制策略必須包含對寄生電感效應的補償機制，或者采用對寄生參數(shù)不敏感的控制算法。

2.2.2 輸出電容（Coss?）的非線性與ZVS死區(qū)設(shè)定

SiC MOSFET的輸出電容Coss?呈現(xiàn)出強烈的非線性，隨電壓升高而急劇減小。例如，BMF240R12E2G3模塊在800V時的Coss?約為0.9nF，存儲能量Eoss?約為227 μJ 。

在LLC變換器的死區(qū)時間內(nèi)，勵磁電流（ILm?）必須抽走Coss?中存儲的電荷以實現(xiàn)ZVS。傳統(tǒng)的基于固定Coss?值的死區(qū)計算方法在SiC應用中不再適用。如果死區(qū)時間過短，電荷未泄放完畢即開通，將導致容性開通損耗（0.5CV）和巨大的電流沖擊；如果死區(qū)過長，體二極管將長時間導通，盡管SiC體二極管反向恢復特性較好，但其較高的導通壓降（VSD?可達3-5V ）會帶來顯著的導通損耗。

因此，基于能量等效電容的自適應死區(qū)控制是發(fā)揮SiC模塊性能的關(guān)鍵。控制算法需根據(jù)當前的母線電壓和負載電流，實時計算最優(yōu)死區(qū)時間：

tdead?≈ILm,peak?2?Qoss?(Vin?)?

其中Qoss?是Vin?下的總輸出電荷。由于ILm?隨頻率變化，死區(qū)時間必須是動態(tài)可調(diào)的。

2.2.3 “零反向恢復”特性與可靠性裕度

BMF系列模塊集成了SiC肖特基勢壘二極管（SBD）或利用SiC MOSFET體二極管的優(yōu)異特性，實現(xiàn)了極低甚至“零”反向恢復電荷（Qrr?）。例如，BMF60R12RB3的Qrr?僅為0.2 μC ，這比同規(guī)格Si器件低1-2個數(shù)量級。

這一特性對控制策略的穩(wěn)健性設(shè)計具有重大意義。在傳統(tǒng)的LLC控制中，必須嚴格防止進入容性工作區(qū)（ZCS區(qū)），因為Si MOSFET體二極管的反向恢復可能導致直通炸管。而對于SiC模塊，即使在瞬態(tài)過程中短暫進入容性區(qū)，由于Qrr?極低，也不會發(fā)生災難性的故障。這賦予了控制器更大的自由度，允許在負載突變等極端工況下采用更激進的軌跡控制算法，而無需設(shè)置過于保守的頻率限制，從而提升了系統(tǒng)的動態(tài)響應速度 。

3. 寬電壓范圍下的混合調(diào)制控制策略

SST應用中，輸入電壓波動和寬范圍輸出調(diào)節(jié)是常態(tài)。傳統(tǒng)的脈沖頻率調(diào)制（PFM）在寬范圍應用中面臨增益非線性嚴重、頻率變化范圍過大等問題。為了在全范圍內(nèi)保持高效率并充分利用SiC模塊的特性，混合調(diào)制策略成為必然選擇。

3.1 PFM與移相調(diào)制（PSM）的混合控制

傳統(tǒng)LLC采用PFM控制，通過改變開關(guān)頻率fsw?來調(diào)節(jié)增益。當輸入電壓升高或負載變輕時，需要提高fsw?來降低增益。然而，對于SiC器件，雖然其開關(guān)損耗較低，但極高的頻率（如>500kHz）仍會帶來顯著的驅(qū)動損耗（Pdrv?=Qg??Vgs??fsw?）和磁芯損耗。以BMF540R12MZA3模塊為例，其總柵極電荷Qg?高達1320 nC ，在500kHz下僅驅(qū)動損耗就可能超過10W，這對驅(qū)動電路的熱設(shè)計是巨大挑戰(zhàn)。

因此，引入移相調(diào)制（PSM）構(gòu)建PFM-PSM混合控制策略是解決寬范圍與高效率矛盾的有效途徑 。

3.1.1 混合控制的工作模態(tài)劃分

該策略將工作區(qū)域劃分為兩個主要模式：

PFM主導模式（重載/低壓輸入）：

工況： 當需要高電壓增益時（例如電網(wǎng)電壓跌落或滿載輸出）。

控制邏輯： 變換器工作在諧振頻率fr?附近，原邊全橋保持180°固定相位差（即最大占空比）。此時利用LLC的高增益特性，且原邊開關(guān)管自然實現(xiàn)ZVS。

優(yōu)勢： 電流波形接近正弦，循環(huán)能量小，傳導損耗最低。

PSM介入模式（輕載/高壓輸入）：

工況： 當需要低電壓增益時（例如電網(wǎng)電壓升高或輕載切除）。

控制邏輯： 限制最高開關(guān)頻率fmax?（例如鎖定在1.5fr?或200kHz），轉(zhuǎn)而調(diào)節(jié)原邊全橋兩個橋臂之間的移相角?。通過減小?，降低施加在諧振槽路上的基波電壓有效值，從而降低增益。

優(yōu)勢： 避免了頻率過高導致的驅(qū)動和磁損耗劇增。

SiC適配性分析： 在深度移相（小?）和輕載條件下，原邊關(guān)斷電流可能不足以抽取Coss?中的電荷，導致ZVS丟失。然而，由于SiC模塊Coss?儲能相對較小（如BMF60R12RB3僅65 μJ），且體二極管恢復特性優(yōu)異，即使在PSM模式下出現(xiàn)硬開關(guān)，損耗和風險也是可控的。控制算法可以根據(jù)Vin?和Iload?實時計算最小移相角限制，以維持軟開關(guān)邊界 。

3.2 變拓撲（Topology Morphing）控制策略

對于電壓范圍極寬的應用（如SST兼容不同電壓等級的直流微網(wǎng)），單純的PFM+PSM可能仍不足夠。變拓撲控制提供了一種更為徹底的解決方案。

3.2.1 全橋與半橋模式的動態(tài)切換

SiC模塊通常封裝為半橋結(jié)構(gòu)，SST的原邊通常由兩個半橋模塊構(gòu)成全橋。控制策略可以根據(jù)輸入電壓的高低，動態(tài)地將原邊電路在“全橋（Full Bridge）”和“半橋（Half Bridge）”之間切換。

全橋模式： 適用于低輸入電壓。諧振腔輸入電壓幅值為Vin?。

半橋模式： 適用于高輸入電壓。通過恒定導通一個橋臂的下管，僅切換另一個橋臂，諧振腔輸入電壓幅值降為Vin?/2。這相當于瞬間將增益減半，極大地擴展了電壓調(diào)節(jié)范圍。

3.2.2 模式切換過程的平滑控制

模式切換（Morphing）過程中的瞬態(tài)控制是難點。如果直接切換，諧振腔內(nèi)的能量狀態(tài)（電感電流iLr?和電容電壓vCr?）突變會產(chǎn)生巨大的電流沖擊。

基于SiC模塊的高速響應特性，可以采用最優(yōu)軌跡過渡控制。在切換時刻，控制器根據(jù)當前狀態(tài)點(vCr?,iLr?)和目標模式的穩(wěn)態(tài)軌跡，計算出一個過渡脈沖寬度，強制狀態(tài)變量在一個開關(guān)周期內(nèi)躍遷到新的穩(wěn)態(tài)軌道上。這種方法依賴于SiC器件極短的開關(guān)延遲（數(shù)十納秒級），使得納秒級的脈寬精確控制成為可能。

4. 提升動態(tài)響應的軌跡控制技術(shù)

SST不僅要穩(wěn)壓，還要具備極快的動態(tài)響應能力以應對負載突變和電網(wǎng)擾動。傳統(tǒng)的PI控制帶寬受限于諧振變換器的復雜極點特性，往往難以滿足需求。簡化最優(yōu)軌跡控制（Simplified Optimal Trajectory Control, SOTC） 是解決這一問題的利器 。

4.1 狀態(tài)平面分析與SOTC原理

LLC變換器的運行狀態(tài)可以用狀態(tài)平面上的軌跡來描述，橫軸為歸一化諧振電流iN?，縱軸為歸一化諧振電容電壓vCN?。穩(wěn)態(tài)運行時，軌跡是由不同圓心組成的閉合環(huán)。

當負載突變時（例如從輕載跳變到滿載），狀態(tài)軌跡會偏離穩(wěn)態(tài)環(huán)。傳統(tǒng)閉環(huán)控制需要多個周期才能通過頻率調(diào)整將軌跡拉回。而SOTC利用SiC器件的快速性，在檢測到負載變化的瞬間，通過計算直接調(diào)整下一個驅(qū)動脈沖的寬度（Ton?），迫使狀態(tài)變量一步跳變到新的穩(wěn)態(tài)軌跡上。

4.2 針對SiC模塊特性的SOTC實施細節(jié)

高頻數(shù)字實現(xiàn)： 由于SiC LLC通常工作在200kHz-500kHz，開關(guān)周期僅為2-5μs。這要求控制器（如DSP或FPGA）具備極高的運算速度。為了降低計算負擔，可以將復雜的軌跡方程離線計算并存儲為查找表（Look-up Table），控制器根據(jù)實時采樣的Vin?,Vo?,Io?查表得到最優(yōu)Ton?。

電流采樣帶寬： SOTC依賴于諧振電流的實時采樣。SiC模塊的低電感設(shè)計使得電流波形更加陡峭，但也伴隨著高頻振鈴。控制電路必須包含高帶寬、低延遲的電流采樣電路，并配合數(shù)字濾波器濾除Lσ?引起的振蕩噪聲，以免誤判狀態(tài)點。

非線性參數(shù)補償： SOTC理論模型通常基于理想諧振參數(shù)。然而，SiC模塊的Coss?參與諧振，且隨電壓變化。在高壓輸入下，Coss?較小，諧振頻率略有漂移。高級的SOTC算法應引入Coss?(v)的補償因子，修正軌跡圓心的位置，提高控制精度。

4.3 線性自抗擾控制（LADRC）的應用

除了SOTC，線性自抗擾控制（LADRC） 也是提升SST抗擾動能力的有效策略 。LADRC將輸入電壓波動、參數(shù)漂移（如SiC MOSFET隨溫度升高的RDS(on)?變化）視為“總擾動”，利用擴張狀態(tài)觀測器（ESO）進行實時估計和補償。

對于半橋SiC模塊應用，LADRC的優(yōu)勢在于其對模型參數(shù)的不敏感性。BASiC BMF240R12E2G3模塊的導通電阻從25°C時的5.5mΩ增加到175°C時的10mΩ ，這種近乎翻倍的內(nèi)阻變化會嚴重影響傳統(tǒng)PI控制器的增益裕度。LADRC能夠自動觀測并補償這種由熱效應引起的“內(nèi)部擾動”，確保在全溫度范圍內(nèi)的控制性能一致性。

5. 高頻SiC LLC的同步整流（SR）控制策略

在SST的低壓大電流輸出側(cè)，同步整流是提升效率的關(guān)鍵。然而，SiC MOSFET的高頻應用使得SR控制變得異常困難。

5.1 雜散電感對SR控制的干擾機理

傳統(tǒng)SR控制通過檢測VDS?來判斷體二極管的導通與關(guān)斷。理想情況下，當電流過零時VDS?=0。但在高頻下，封裝雜散電感Lσ?上的感應電壓不可忽略：

VDS(sense)?=RDS(on)??i(t)+Lσ??dtdi?

在關(guān)斷階段，電流下降，di/dt<0，感應電壓Lσ??di/dt與電阻壓降方向相反。這會導致檢測到的電壓VDS(sense)?提前過零（在電流尚未降為零時），從而觸發(fā)SR提前關(guān)斷。

以BMF60R12RB3模塊為例，Lσ?≈40nH。假設(shè)關(guān)斷時刻電流斜率為 10 A/μs，則產(chǎn)生的負向偏移電壓為：

Voffset?=40×10?9×107=0.4V

這0.4V的偏差足以導致SR提前數(shù)微秒關(guān)斷，迫使電流流過體二極管，產(chǎn)生巨大的導通損耗和反向恢復損耗。

5.2 數(shù)字自適應SR控制與雜散電感補償

為了克服這一問題，必須采用數(shù)字自適應SR控制策略，并結(jié)合對SiC模塊特性的補償 。

自適應步進調(diào)整： 控制器不直接依賴VDS?過零點進行實時關(guān)斷，而是根據(jù)上一周期的導通時間進行微調(diào)。如果在SR關(guān)斷后檢測到體二極管導通（VDS?跌落至-3V左右，SiC體二極管壓降大），說明關(guān)斷過早，下一周期增加SR導通時間；如果檢測到電流反灌（VDS?正向過沖），說明關(guān)斷過晚，下一周期減小導通時間。

模型輔助補償： 利用已知電路參數(shù)（諧振電感Lr?、電容Cr?、開關(guān)頻率fsw?）建立解析模型，預測電流過零點。

tcond?≈2fr?1?(atresonance)

結(jié)合 BASiC 模塊的 Lσ? 數(shù)據(jù)（如 40nH），可以在算法中引入一個固定的時間補償量 tcomp?=Lσ?/RDS(on)? 的等效修正因子，或者在硬件端采用開爾文（Kelvin）源極連接來旁路掉部分公共源極電感的影響（雖然BMF系列主要是大功率模塊，但在PCB布局時應盡量模擬開爾文連接）。

5.3 基于SiC特性的保護邏輯

由于SiC MOSFET的體二極管壓降（VSD?）顯著高于Si器件（BASiC模塊典型值為3-5V），任何SR控制的死區(qū)時間或提前關(guān)斷都會導致比Si器件更嚴重的導通損耗。因此，SR控制策略應傾向于略微延遲關(guān)斷而非提前關(guān)斷。得益于SiC模塊的“零反向恢復”特性，即使SR稍微晚關(guān)斷導致瞬間反向電流，也不會像Si器件那樣引發(fā)嚴重的反向恢復電流尖峰。這種特性允許控制算法在尋優(yōu)過程中更加大膽地逼近理想過零點，從而最大化效率。

6. 輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（ISOP）系統(tǒng)的均壓與均流控制

對于中壓輸入的SST，通常采用模塊化設(shè)計。多個LLC模塊在輸入側(cè)串聯(lián)分壓，在輸出側(cè)并聯(lián)擴流。

6.1 輸入均壓控制策略

由于SiC模塊參數(shù)（如漏電流、絕緣電阻）和變壓器參數(shù)的離散性，串聯(lián)模塊的輸入電壓可能不均衡。控制策略需包含輸入電壓均衡環(huán)（IVB）。

解耦控制： 所有模塊共享一個公共的電壓/頻率指令（由輸出電壓環(huán)生成）。每個模塊附加一個獨立的電壓平衡控制器，其輸出疊加在公共指令上。

增益微調(diào)： 如果某模塊輸入電壓過高，均衡控制器應微調(diào)該模塊的增益（提高增益），使其輸出更多功率，從而從輸入電容抽取更多電流，降低其電壓。

SiC模塊一致性的優(yōu)勢： BASiC的Pcore?2等模塊采用先進的并聯(lián)芯片技術(shù)和嚴格的篩選 ，具有較好的一致性，這減輕了均壓控制器的負擔，允許采用較小的平衡調(diào)節(jié)幅度，提高了系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性。

6.2 載波移相交錯控制

為了進一步降低輸入輸出側(cè)的紋波，ISOP系統(tǒng)中的LLC模塊通常采用載波移相（Interleaving）控制。例如，3個模塊的三角載波互差120°。這對控制器提出了高精度的同步要求。SiC模塊的高速開關(guān)特性要求同步精度達到納秒級，否則相位誤差會轉(zhuǎn)化為顯著的紋波噪聲。采用基于FPGA的集中式控制器或基于EtherCAT/光纖的高速分布式控制架構(gòu)是實現(xiàn)SST中SiC模塊精確同步的必要手段。

7. 結(jié)論與展望

將半橋SiC模塊應用于SST的高頻DC/DC級，是實現(xiàn)電網(wǎng)裝備小型化、高效化的必由之路。BASiC BMF系列模塊的低電感、低損耗和無反向恢復特性為這一應用提供了堅實的硬件基礎(chǔ)。然而，要完全釋放這些硬件潛力，控制策略必須進行相應的革新：

從單一PFM走向混合調(diào)制： 結(jié)合PFM與PSM，甚至采用變拓撲控制，以應對SST寬電壓范圍的挑戰(zhàn)，避免SiC器件工作在極端頻率下。

引入狀態(tài)軌跡控制： 利用SOTC或LADRC等先進算法，克服LLC的非線性動態(tài)特性，提升對電網(wǎng)擾動的抑制能力。

精細化的SR與死區(qū)管理： 基于SiC器件的Coss?非線性和寄生電感特性，實施自適應死區(qū)和SR時序控制，消除體二極管導通損耗并防止誤觸發(fā)。

綜上所述，SST中LLC變換器的控制不再是簡單的頻率調(diào)節(jié)，而是融合了器件物理特性、拓撲重構(gòu)和現(xiàn)代控制理論的綜合系統(tǒng)工程。隨著控制芯片算力的提升和SiC模塊封裝技術(shù)的進步，未來的控制策略將更加智能化、集成化，推動固態(tài)變壓器在智能電網(wǎng)中的廣泛應用。

附表：主要數(shù)據(jù)匯總

審核編輯 黃宇