TPS7H60x3-SP系列輻射加固型GaN FET柵極驅動器的技術剖析與應用指南

在電子工程師的設計領域中，高性能、高可靠性的器件是實現優秀設計的關鍵。今天我們來深入探討德州儀器（TI）推出的TPS7H60x3 - SP系列輻射加固型氮化鎵（GaN）場效應晶體管（FET）柵極驅動器。這個系列在空間應用及其他對輻射敏感的環境中有著獨特的優勢，讓我們一起揭開它的神秘面紗。

文件下載：tps7h6013-sp.pdf

一、產品概述

TPS7H60x3 - SP系列包括TPS7H6003 - SP（額定電壓200V）、TPS7H6013 - SP（額定電壓60V）和TPS7H6023 - SP（額定電壓22V）三款產品。它們專為高頻、高效應用而設計，可用于增強型GaN FET的控制，非常適合在空間環境中的電源轉換設計。

1.1 顯著特性

• 出色的輻射性能：該系列具有高達100krad(Si)的總電離劑量（TID）輻射加固保證，對單粒子鎖定（SEL）、單粒子燒毀（SEB）和單粒子柵極破裂（SEGR）免疫，線性能量轉移（LET）達到75 MeV - cm2 / mg 。同時，對單粒子瞬態（SET）和單粒子功能中斷（SEFI）的特性也進行了深入研究，同樣達到LET = 75 MeV - cm2 / mg 。這使得它在輻射環境中能穩定可靠地工作，為空間應用提供了堅實的保障。
• 強大的驅動能力：具備1.3A的峰值源電流和2.5A的峰值灌電流，能夠為GaN FET提供足夠的驅動能力，確保其快速、穩定地開關。
• 靈活的工作模式：擁有兩種工作模式，即單PWM輸入且死區時間可調模式和兩個獨立輸入模式。在獨立輸入模式下，還可選擇輸入互鎖保護功能，有效防止上下橋臂直通，提高了系統的可靠性。
• 快速的響應速度：在獨立輸入模式下，典型傳播延遲為30ns，且高低側延遲匹配典型值為5.5ns，能夠快速響應輸入信號，減少開關損耗。

二、引腳配置與功能

深入理解芯片的引腳配置和功能是合理使用的基礎。TPS7H60x3 - SP采用48引腳陶瓷扁平封裝（CFP），各引腳功能豐富多樣。

2.1 關鍵引腳功能

• 輸入引腳（PWM_LI、EN_HI）：在不同工作模式下有不同的作用。在PWM模式下，PWM_LI作為單PWM控制信號輸入，EN_HI作為使能引腳；在獨立輸入模式下，PWM_LI控制低側，EN_HI控制高側。這兩個引腳內部有大約200 kΩ的下拉電阻，輸入信號電壓范圍為0 - 14V，能直接連接到電源電壓小于等于14V的模擬PWM控制器輸出。
• 線性穩壓器輸出引腳（BP5L、BP7L、BP5H）：BP5L和BP7L位于低側，分別提供5V和7V的標稱輸出電壓，為低側邏輯電路和驅動器供電；BP5H位于高側，以BOOT引腳電壓為輸入，提供5V的高側柵極驅動電壓。每個引腳都需要至少1μF的電容連接到相應的接地端，以保證輸出電壓的穩定性。
• 自舉相關引腳（BOOT、BST）：BOOT引腳是高側線性穩壓器的輸入電壓源，外部自舉電容連接在BOOT和ASW之間；BST引腳用于自舉充電，可通過內部自舉開關或直接從VIN充電。自舉電路的設計對于高側驅動器的正常工作至關重要。

三、技術規格詳解

3.1 絕對最大額定值

了解器件的絕對最大額定值能避免因超出極限條件而導致器件損壞。例如，VIN到AGND的電壓范圍為 - 0.3V至16V，不同型號的SW到AGND的最大電壓也有所不同，如TPS7H6003 - SP為200V，TPS7H6013 - SP為60V，TPS7H6023 - SP為22V。在設計時，必須確保所有電壓和電流參數都在這些額定值范圍內。

3.2 電氣特性

• 電源電流：在不同工作模式和條件下，電源電流有所差異。例如，在PWM模式下，EN = 0V時，低側靜態電流QLS典型值為6.8mA；在獨立輸入模式下，LI = HI = 0V時，高側靜態電流QHS典型值為4mA。
• 內部穩壓器：BP5L、BP5H和BP7L三個內部線性穩壓器的輸出電壓精度較高，如BP5L的輸出電壓精度為5V ± 3.5%（ - 5%），能為GaN FET提供穩定的驅動電壓。
• 開關特性：開關特性包括傳播延遲、上升時間、下降時間等。例如，在PWM模式下，LO關斷傳播延遲tLPHL典型值為30ns，HO關斷傳播延遲tHPHL典型值為35ns。這些參數對于評估驅動器的開關速度和效率非常重要。

四、自舉電路設計要點

自舉電路是TPS7H60x3 - SP高側驅動器正常工作的關鍵部分，設計時需要考慮多個因素。

4.1 自舉充電方式

• 通過內部自舉開關充電：內部自舉開關連接在VIN和BST引腳之間，外部自舉二極管連接在BST和BOOT之間。只有當低側驅動器輸出開啟時，自舉開關才導通，可降低自舉電容上的最大電壓。在啟動前，內部自舉開關的并聯電阻（約1kΩ）可實現自舉電容的緩慢充電。
• 直接從VIN充電：這是一種更傳統的方法，適用于低側FET不能立即開啟的情況。但需要注意防止自舉電容過充，可通過串聯電阻、并聯齊納二極管或兩者結合的方式來實現。
• 雙充電方式：結合了上述兩種方法，既能避免啟動時因低側FET未開啟而導致的充電問題，又能利用內部開關在正常工作時降低自舉電壓。不過，這種方式會增加元件數量。

4.2 自舉電容選擇

自舉電容的選擇要滿足一定的條件。一般來說，其值應至少為高側GaN FET柵極電容的10倍，即 (C{BOOT} geq 10 × C{g}) 。更精確的計算可根據公式 (C{BOOT} geq frac{Q{total }}{Delta V{BOOT}}) 進行，其中 (Q{total }=Q{g}+I{QBG} × frac{D{MAX}}{f{SW}}+frac{I{QHS}}{f{SW}}) ，(Delta V{BOOT } = VIN - n × V{F} - V_{BOOT_UVLO}) 。同時，應選擇低ESR和ESL的電容，其額定電壓要高于最大預期自舉電壓。

4.3 自舉二極管選擇

自舉二極管需要能夠承受施加在轉換器功率級的輸入電壓，并且要能處理啟動期間的峰值瞬態電流。建議使用快速恢復二極管，同時要確保其在預期工作條件下的正向電壓不會過大，以免觸發BP5H穩壓器的欠壓鎖定。需滿足條件 (VIN - (n × V{F}) geq V{BOOT_UVLO }) 。

4.4 自舉電阻作用

自舉電阻的作用主要有兩個：一是限制柵極驅動器啟動期間的峰值電流，二是控制BOOT引腳的電壓變化率（dv/dt）。建議使用至少2Ω的電阻，但要注意其與自舉電容會引入時間常數，需要檢查充電時間是否滿足要求。同時，要選擇能夠承受啟動期間能量的電阻，能量計算公式為 (E=frac{1}{2} × C{BOOT} × V{BOOT}^{2}) 。

五、應用案例分析

以TPS7H6003 - SP在高壓同步降壓轉換器中的應用為例，詳細介紹設計過程。

5.1 設計要求

• 功率級輸入電源電壓為100V。
• 輸出電壓為28V。
• 輸出電流為10A。
• 開關頻率為500kHz。
• 柵極驅動器輸入電壓為12V。
• 占空比標稱值為28%，最大值約為35%。
• 電感為15μH。
• 選用EPC2307 GaN FET進行評估。
• 工作模式為PWM模式。

5.2 詳細設計步驟

• 自舉和旁路電容選擇：首先計算自舉電容允許的最大電壓降 (Delta V{BOOT }) ，為了留出足夠的余量，按1.5V計算。根據公式 (Q{total }=Q{g}+I{QBG} × frac{D{MAX}}{f{SW}}+frac{I{QHS}}{f{SW}}) 計算總電荷量，進而得出自舉電容最小值為12.4nF，考慮到溫度和電壓變化以及負載瞬態等因素，選擇100nF的X7R電容。VIN電容應至少為自舉電容的10倍，這里選擇2.2μF和1μF的陶瓷X7R電容。同時，BP5H、BP5L和BP7L輸出端也應選擇1μF的X7R陶瓷電容，并盡量靠近引腳放置。
• 自舉二極管選擇：對于同步降壓應用，自舉二極管需要有足夠的耐壓能力來阻擋功率級輸入電壓。這里選擇150V、1A額定的肖特基二極管，其結電容為110pF。需要注意的是，實際應用中應選擇滿足系統性能和輻射要求的二極管。
• BP5x過沖和欠沖處理：由于PCB布局和GaN FET的寄生電感和電容，開關過程中柵極驅動波形可能會出現瞬態振蕩，導致電壓峰值超過GaN FET的絕對最大VGS額定值。為了減輕振蕩幅度，應將驅動器靠近GaN FET放置，并使用柵極電阻。
• 柵極電阻選擇：TPS7H6003 - SP具有分離輸出，可在GaN FET的導通和關斷路徑中串聯電阻。這些柵極電阻可以抑制寄生電容和電感引起的振蕩，同時還能調節驅動強度。在本設計中，導通和關斷路徑均使用2Ω的電阻。通過公式計算高側峰值拉電流和灌電流，如 (I{OHH}=MINleft(1.3 A, frac{V{B P S H}}{R{HOH}+R{GATEON }+R{GFET( int )}}right)) 和 (I{OLH}=MINleft(2.5 A, frac{V{B P S H}}{R{HOL}+R{GATE{-} OFF }+R{GFET(int) }}right)) 。柵極電阻的選擇通常需要進行調試和迭代，以確保達到預期效果。
• 死區時間電阻選擇：在PWM模式下，需要在DLH和DHL引腳連接到AGND的電阻來編程死區時間。本設計中，目標死區時間 (T{DLH}) 和 (T{DHL}) 約為25ns，根據公式 (RHL = 1.077 × T{DHL} + 1.812) 和 (RLH = 1.064 × T{DLH} - 0.630) 計算出RHL和RLH的值，實際使用中選擇30kΩ的電阻。死區時間的選擇要避免高低側FET的交叉導通，同時盡量減少GaN FET的第三象限導通時間。
• 柵極驅動器損耗計算：柵極驅動器的功率損耗包括靜態功率損耗、泄漏電流功率損耗和GaN FET柵極充電和放電引起的損耗。通過相應的公式可以計算出這些損耗，如靜態功率損耗 (P{QC} = (VIN × I{QLS}) + (V{BOOT} × I{QHS})) ，泄漏電流功率損耗 (P{BG} = V{BG} × I{QBG} × D{MAX}) ，柵極充電和放電損耗 (P{GATE} = V{BP5x} × Q{G} × f{SW}) 等。

六、布局建議

合理的布局對于TPS7H60x3 - SP的性能至關重要，特別是對于增強型GaN FET這種開關速度快、對布局敏感的器件。

6.1 布局準則

• 靠近放置：將GaN FET盡可能靠近柵極驅動器，以減少整體環路電感，降低噪聲耦合問題。
• 減小自舉充電路徑環路面積：自舉充電路徑可能包含高峰值電流，應盡量減小其環路面積。將自舉電容和二極管放置在合適的位置，以滿足所選充電方式的要求。
• 旁路電容放置：將所有旁路電容（VIN到AGND、BP5L到AGND、BP5H到ASW、BOOT到ASW）盡量靠近器件和相應引腳放置，選擇低ESR和ESL的電容。如果可能，將這些電容放置在與柵極驅動器同一側的PCB上。
• 分離功率和信號走線：盡量減少不同PCB層上信號的重疊，避免干擾。
• 減少寄生電感：使用短而低電感的路徑連接PSW到高側FET源極，PGND到低側FET源極，以減少開關過程中驅動器上的負電壓瞬變。
• 良好的去耦：在GaN FET附近放置低ESR電容，以防止輸入電源總線上的過度振蕩。

七、總結

TPS7H60x3 - SP系列輻射加固型GaN FET柵極驅動器憑借其出色的輻射性能、強大的驅動能力、靈活的工作模式和快速的響應速度，在空間應用及其他對輻射敏感的環境中具有很大的優勢。通過深入理解其引腳配置、技術規格、自舉電路設計要點、應用案例和布局建議，電子工程師能夠更好地利用這款器件，設計出高性能、高可靠性的電源轉換系統。在實際應用中，還需要根據具體需求進行合理的參數選擇和調試，以達到最佳的設計效果。你在使用類似柵極驅動器時遇到過哪些問題呢？歡迎在評論區分享交流。