本文轉載自： UnitedSiC微信公眾號

如果詢問任何功率電子器件設計師他們追求什么，轉換效率通常都會名列前茅。高效率不僅能節能，還有附帶好處，即打造更小、更輕、更便宜的產品，而釋放的空間還可用于提高可靠性和增加功能。實際上有些應用受益匪淺，如電動車，它的單次充電行駛里程會有所提高，還有數據中心，其中的電子器件和必要空調的能耗是一大問題，目前占全球能源需求的1%以上。

功率轉換效率提高了電動車的可行性

電動車是車輪上的數據中心，具有工業規模的電動機控制（圖1），它的可行性取決于牽引逆變器和充電電路的效率。效率每提高一個百分點都能促進散熱需求降低、重量減輕、單次充電行駛里程增加和成本降低，這構成了一個良性循環。

鋰離子電池是電動車的心臟所在，它可以是48V，用于輕度混合動力，也可以達到500-800V，實現完全電動。電動車中有車載交直流充電器，它通常雙向導電，可以將多余的能量返回到電網中賺錢，還有多種輔助直流轉換器，用于為保障安全舒適的設備供電，當然也少不了牽引逆變器，它也有雙向電流，可利用剎車或慣性滑行中的再生能量。

電動車功率轉換中的半導體開關壓倒性地決定了損耗，而在牽引逆變器中，IGBT可能是個好選擇，盡管IGBT只能在低頻下實現高效開關。然而以前，這并不是一個大問題，因為交流電動機可以在10kHz或更低頻率的驅動下充分運行。不過，提高頻率能帶來一些好處，能讓電動機控制更加順暢，能實現更符合正弦波的驅動，從而降低鐵損和電動機磨損。接近恒定的飽和電壓可以讓IGBT保持低導電損耗，但是寬帶隙開關，尤其是碳化硅（SiC），異軍突起，其導通損耗極低，因而現具有強大的競爭力，還能隨意并聯，進一步降低損耗。FET和MOSFET等SiC器件還滿足雙向電流要求，因為在配置成開關或同步整流器后，它們可以向任意方向導電。IGBT則不能反向導電，需要一個損耗不菲的并聯二極管才能實現此功能。

隨著功率要求的提高，電動車充電器和輔助直流轉換器也逐漸被納入能耗計算范疇中，而它們能直接從使用小磁性元件實現的更高頻率開關中獲益。一直以來，開關都使用硅超結MOSFET，但是寬帶隙器件有著更高的邊沿速率并能降低導通電阻，現可實現有用的效率增益。

新的功率轉換拓撲結構能盡量提高數據中心的效率

雖然數據中心對能量的需求前所未有地多，但是高效功率轉換器和配電方案的推出使得該需求從2010年到2018年實際上僅增加了約6%，而同期的互聯網流量增加了10倍，存儲量增加了20倍。

在無橋圖騰柱PFC級（TPPFC）和諧振移相全橋與“LLC”直流轉換器等高效拓撲結構的幫助下，數據中心的交直流轉換器現在基本都能達到“80+鈦金”標準，即在230V交流電和50%負載下，能效至少達到96%。這些電路傳統上采用硅MOSFET開關實現，現在則因采用寬帶隙器件而獲益，這些器件的導電損耗和動態損耗都較低。事實上，由于存在體二極管反向恢復損耗，在高頻和大功率下采用硅MOSFET實現TPPFC布置是不可行的。采用SiC或氮化鎵（GaN）則可以解決這個問題。

數據中心使用的配電方案也有所改進，以提升效率（圖2）。交直流轉換器帶來的“中間總線”用于在更高電壓（通常為385V直流電）下傳輸電力，然后電力會被隔離，并轉換為48V，與備用電池一起實現更多的本地配電，之后電力流經隔離或非隔離的車載“負載點”轉換器，以進入最終轉換級。

圖2：數據中心配電布置

高效功率轉換拓撲結構

現代高效轉換拓撲結構都可以歸為衍生出“降壓”和“升壓”功能的兩個基本類別，在絕緣版本中則稱為“正激”和“反激”。它們都能在“硬”或“軟”（諧振）開關模式下運行，并具有至少一個開關和整流器，在極為負載的多電平電路中，每個拓撲結構也可能有數十個開關和整流器。

采用具有較低導通電阻的開關并用同步整流器替代二極管就能盡可能降低導電損耗，通常用MOSFET實現。理論上，通過并聯零件可以任意降低導電損耗。電壓/電流疊加、二極管反向恢復能量和器件電容充電/放電造成的開關損耗則比較難以控制，并會隨著頻率提高而提高，且成正比。這阻礙了硅MOSFET在非常高的頻率下的使用，在這種情況下，我們的目標是大幅減小磁性元件的體積。對于部分“零壓開關”（ZVS）或“零電流開關”（ZCS）拓撲結構而言，在諧振模式下運行是一種解決辦法，但是必須要小心確保在瞬態或過載條件下不會發生具有破壞性的高損耗“硬”開關。在這種情況下，寬帶隙器件可以憑借其無論如何都比硅低的動態損耗提供一些安全裕度。

實際上，部分轉換級必須采用“硬開關”，如上文提到的TTPFC，它在大功率和“連續導電”模式下運行，以將峰值電流和組件應力保持在合理范圍內。此時，寬帶隙器件的價值無法估量。

高效拓撲結構的示例——LLC轉換器

LLC轉換器（圖3）很好地詮釋了高效轉換器。“LLC”這個名稱得自構成諧振回路的一次電路中的兩個電感器和一個電容器。

圖3：LLC轉行器略圖

在變壓器T1中，L1是獨立的或受控的漏電感，第二個電感器是T1的一次側電感器。在反相和可變頻率下，Q1和Q2以50%的占空比驅動，為回路提供方波驅動。在回路的諧振頻率下，阻抗極低，會有盡可能多的能量通過變壓器行為傳遞到輸出端。如不采用諧振，電感器或電容的阻抗會較高，傳輸的能量也較少。對于恒定的輸出負載，這意味著可以通過改變驅動頻率有效控制輸出電壓。實際上，設定的名義頻率會高于諧振頻率，這讓回路“電感十足”，以至于Q1和Q2都自然而然地出現了零壓開關，實現了低損耗。變壓器一次側和二次側電流呈正弦波，因此輸出二極管實現零電流開關。由于發生多重諧振，LLC的控制非常復雜，但是它可以在非常高的頻率下運行。

損耗描述

很難說給定拓撲結構、頻率和負載范圍采用哪種開關技術最好，因而“品質因數”（FOM）會很有用。其中一個是RDS(ON).A，器件導通電阻與晶粒面積的乘積。它有用地表明了給定晶粒體積與導電損耗的關系，即始終可以通過提高晶粒體積降低導通電阻，但是電容、開關損耗和成本也會隨之增加，而單晶圓的產量則會下降。性能表征RDS(ON).EOSS是另一個指標，結合了導電損耗和開關損耗，開關損耗是由器件輸出電容內存儲的能量造成的，該指標對“硬”開關拓撲結構十分重要。在Si-MOSFET中，EOSS可能很高并且可變，而在相同導通電阻和器件電壓級下，在SiC MOSFET中則較低，在SiC FET共源共柵結構中的值也較低。SiC FET是SiC JFET和Si-MOSFET的共源共柵結構。另一個重要參數是在開關中任何體二極管效應的反向恢復能量，它在硬開關條件下會造成顯著耗損。SiC MOSFET的一些值很低，但是增益會被抵消，因為二極管前向壓降高，如果因“換向”而在開關“死區”時間內導電，這會造成耗損增加。比較而言，SiC FET共源共柵結構的二極管恢復能量更低，前向壓降也低得多。GaN器件沒有恢復效應，通過溝道反向導電，但是在換向條件下壓降高，且壓降取決于柵極驅動電壓等級。

各種開關類型的溝道影響和反向導電損耗都可以用性能表征RDS(ON).Qrr來描述，而一個在高頻軟開關拓撲結構中表示性能的指標是性能表征RDS(ON).COSS(tr)，其中的tr表示“與時間相關”。

比較開關技術

在高頻轉換器方面，之前提到了硅超結MOSFET、SiC MOSFET、GaN HEMT單元和SiC FET共源共柵結構。表1中總結了在相同電壓和器件電流級下它們的性能表征的比較結果。

表1：在650V/20A等級下比較開關特征

從表中可以看出，與硅相比，SiC MOSFET和GaN具有損耗方面的優勢，不過在上述示例中，它們的雪崩能量額定值和到殼的熱阻比較差。然而，UnitedSiC制造的SiC FET具有更好或相同的性能表征，在所述等級下，導通電阻顯著降低，并且由于銀燒結晶粒連接方式和晶圓減薄技術，到殼的熱阻也好得多。

SiC FET的另一個優勢是，與其他寬帶隙技術相比，它的柵極驅動很簡單。SiC MOSFET需要大約18V的柵極驅動才能實現全面增強，與絕對最大值非常接近，而柵極閾值是可變的，受遲滯影響，并影響短路耐受性。GaN的柵極閾值電壓低，絕對最大值差不多低，因而必須小心驅動以免瞬態和短路造成電壓過應力，在存在高dV/d和di/dt波形時，電壓過應力非常危險。

在比較中，SiC FET可以使用標準硅MOSFET或IGBT柵極驅動在典型的0-12V電壓下驅動，且距離最大絕對值有很大的裕度。該閾值穩定，表明沒有遲滯，且柵極電壓不會影響固有的SiC FET短路耐受額定值。

UnitedSiC的“第四代”SiC FET現在的開關速度極快，以致于在需要控制邊沿速率以盡量減小過沖和EMI時，這可能會成為一個實際問題。然而，UnitedSiC已經表明簡單的低損耗緩沖電路是一個有效解決方案。一個新發展是采用自由JFET柵極的SiC FET共源共柵結構，它允許更好地控制開關速度，而將共源共柵的Si-MOSFET一同封裝則仍允許在啟動、關閉和故障條件下實現常關型運行。

結論

寬帶隙半導體技術為實現更高效的功率轉換打開了大門。UnitedSiC生產的SiC FET走在最前沿，各方面的性能表征都十分出色。