在轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域，說起風(fēng)頭正盛的產(chǎn)品，不能不提GSPS ADC—也稱RF ADC。關(guān)于使用RF ADC的優(yōu)勢，以及如何使用它們進(jìn)行設(shè)計(jì)并以高的速率捕獲數(shù)據(jù)，人們進(jìn)行了大量的討論。

但是，人們似乎忘了一件事情，即低直流信號。

高性能ADC之前的輸入配置或者前端設(shè)計(jì)，對于實(shí)現(xiàn)所需的系統(tǒng)性能非常關(guān)鍵。通常重點(diǎn)在于捕獲寬帶頻率，例如大于1 GHz的寬帶頻率。然而，在某些應(yīng)用中，也需要直流或近直流信號，并且受到最終用戶的歡迎，因?yàn)樗鼈円部梢詡鬏斨匾畔ⅰＲ虼耍ㄟ^優(yōu)化整體前端設(shè)計(jì)來捕獲直流和寬帶信號需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉(zhuǎn)換器。

考慮到應(yīng)用的本質(zhì)，將需要開發(fā)一個(gè)有源前端設(shè)計(jì)，因?yàn)橛糜趯⑿盘栺詈系睫D(zhuǎn)換器的無源前端和巴倫本身就已交流耦合。接下來我們以實(shí)際系統(tǒng)解決方案為例，概述共模信號的重要性，以及如何正確對放大器前端進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。

您也可以將其視為新中點(diǎn)或零代碼—放大器，通常通過一個(gè)VOCM 引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查閱一下放大器數(shù)據(jù)手冊，并且/或者使用不會使電路內(nèi)部的任何相鄰電路或基準(zhǔn)點(diǎn)負(fù)荷過重的穩(wěn)定偏置點(diǎn)。不要只是分接一個(gè)轉(zhuǎn)換器的基準(zhǔn)電壓引腳(VREF)，它通常是轉(zhuǎn)換器滿量程的一半。可能無法提供充分的高精度偏置。謹(jǐn)慎起見，也應(yīng)查閱轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊上的引腳技術(shù)規(guī)格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩沖器驅(qū)動器之類，可正確設(shè)置放大器的CM偏置。

在下面表1中簡要列出了如何連接每個(gè)應(yīng)用的放大器和轉(zhuǎn)換器。

圖2顯示了一些正確的電路示例。

輸出頻譜的形態(tài)將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點(diǎn)偏離中心，不是最優(yōu)。你可能會發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會較早削波或者達(dá)不到轉(zhuǎn)換器的滿量程。但是，由于轉(zhuǎn)換器開始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴(yán)重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時(shí)還保持相對較好的性能。

但是，并不是任何舊款放大器都能使用，因?yàn)樵Ａ靠赡芊浅Ｊ芟蓿⑶覂?nèi)部晶體管可能會開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數(shù)情況下應(yīng)該會有充足的裕量來實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)腃M偏置。缺點(diǎn)是增加了一個(gè)額外的電源—可能不標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助于解決這一問題。

在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶采樣進(jìn)行了優(yōu)化，同時(shí)保留信號的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設(shè)計(jì)使用+3.3 V 和?2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對齊，兩者均需在AIN+和AIN?保持+0.525 V。同樣，注意幾個(gè)接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現(xiàn)強(qiáng)制 設(shè)置為?2 V供電(新VSS)。

CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點(diǎn)麻煩。需要為接口做兩件事：

工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM電壓為0 V。具有500 ?的內(nèi)部反饋電阻和約50 ?的輸入電阻使得它看起來有550 ?；或在本例中，我們假設(shè)一個(gè)50 ?源電阻與100 ?電阻并聯(lián)，得到33 ?。再串聯(lián)20 ?增加到53 ?。這是串聯(lián)了500 ?內(nèi)部反饋電阻或總計(jì)553 ?。也就是形成了500 ?和53 ?的0.525 V電阻分壓器。反過來，產(chǎn)生了900 μA (或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或?2 V，添加2.2 k?電阻或?2 V/2.2 k? = 900 μA。

值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯(lián)。這有助于通過捕捉和再循環(huán)放大器內(nèi)部的這些不平衡電流來再次提高偶數(shù)階線性度性能與頻率。

最后，需要針對放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常 也以迭代的方式完成。但是，對于兩個(gè)IC之間某些值的設(shè)置有 幾點(diǎn)需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請遵循以下規(guī)則——

• 根據(jù)經(jīng)驗(yàn)和/或ADC數(shù)據(jù)手冊建議，選擇一個(gè)反沖電阻器(RKB)，(本例中為?)，通常介于5 ?和36 ?之間。

• 選擇放大器外部串聯(lián)電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100 ?至200 ?范圍內(nèi)，RA應(yīng)小于10 ?。如果放大器輸出阻抗為12 ?或更低，RA應(yīng)介于5 ?和36 ?之間。此時(shí)，為ADL5567選擇10 ?串聯(lián)電阻和阻抗為10 ?的差分輸出。

• 放大器輸出的串聯(lián)與并聯(lián)總電阻應(yīng)與放大器的表征負(fù)載(RL)接近。這里，圖4電路中為160 ?，或2 RA + 2 RKB + RADC = 20 +40 + 100。ADL5567具有200 ?的RL，所以如果設(shè)計(jì)值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現(xiàn)偏差。

• 將內(nèi)部ADC電容CADC添加至10 ?串聯(lián)電阻后的并聯(lián)電容，來幫助完成內(nèi)部ADC采樣網(wǎng)絡(luò)反沖。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內(nèi)的寬帶諧波。

使用上述標(biāo)準(zhǔn)開發(fā)出2 GHz通帶平坦度響應(yīng)產(chǎn)品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內(nèi)的頻率，假設(shè)采樣速率為2.5 GSPS。該設(shè)計(jì)的輸入 驅(qū)動規(guī)格將為?8 dBm或252 mV p-p，假設(shè)在100 MHz基準(zhǔn)頻率下具有50 ?輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉(zhuǎn)換器達(dá)到滿量程的輸入滿量程電平。

在任何直流耦合設(shè)計(jì)中，忽略轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴(yán)重問題。如果使用了多個(gè)級別，信號鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個(gè)組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個(gè)將經(jīng)常在各級間取勝，產(chǎn)生虛假測量。對于交流耦合應(yīng)用，需在兩級之間使用一個(gè)耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設(shè)計(jì)才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，系統(tǒng)設(shè)計(jì)中需考慮雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如以上直流耦合設(shè)計(jì)中的描述。

?