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何謂正確去耦？有何必要性？

說明模擬IC對電源變化靈敏度的傳統參數是電源抑制比(PSRR)。對于放大器，PSRR是輸出電壓變化與電源電壓變化之比，用比率(PSRR)或dB (PSR)表示。PSRR可折合到輸出端(RTO)或輸入端(RTI)。RTI值等于RTO值除以放大器增益。

圖1顯示典型高性能放大器(AD8099) PSR隨頻率、以大約6 dB/8倍頻程(20 dB/10倍頻程)下降的情況。圖中顯示了采用正負電源兩種情況下的曲線圖。盡管PSR在直流下是90 dB，但較高頻率下會迅速降低，此時電源線路上有越來越多的無用能量會直接耦合至輸出。因此必須一開始就要防止此高頻能量進入芯片。一般通過組合電解電容(用于低頻去耦)、陶瓷電容(用于高頻去耦)來完成，也有可能使用鐵氧體磁珠。

數據轉換器以及其他模擬和混合信號電路的電源抑制可能在數據手冊中都有相關規定。不過，在數據手冊的應用部分，經常會針對幾乎所有的線性和混合信號IC推薦電源去耦電路。用戶應始終遵循這些建議，以確保器件正常工作。

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低頻噪聲需要較大的電解電容，用作瞬態電流的電荷庫。將低電感表面貼裝陶瓷電容直接連接到IC電源引腳，便可最大程度地抑制高頻電源噪聲。所有去耦電容必須直接連接到低電感接地層才有效。此連接需要短走線或過孔，以便將額外串聯電感降至最低。

鐵氧體磁珠(以鎳、鋅、錳的氧化物或其他化合物制造的絕緣陶瓷)也可用于在電源濾波器中去耦。鐵氧體在低頻下(<100 kHz)為感性，因此對低通LC濾波器有用。100 kHz以上，鐵氧體成阻性(高Q)。鐵氧體阻抗與材料、工作頻率范圍、直流偏置電流、匝數、尺寸、形狀和溫度成函數關系。

鐵氧體磁珠并非始終必要，但可以增強高頻噪聲隔離和去耦，通常較為有利。這里可能需要驗證磁珠永遠不會飽和，特別是在運算放大器驅動高輸出電流時。當鐵氧體飽和時，它就會變為非線性，失去濾波特性。

請注意，某些鐵氧體甚至可能在完全飽和前就是非線性。因此，如果需要功率級，以低失真輸出工作，當原型在此飽和區域附近工作時，應檢查其中的鐵氧體。

圖2總結了正確去耦的重要方面。

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實際電容及其寄生效應

圖3顯示了一個非理想電容的模型。電阻RP代表絕緣電阻或泄漏，與標稱電容C并聯。第二個電阻RS(等效串聯電阻或ESR)與電容串聯，代表電容引腳和電容板的電阻。

電感L(等效串聯電感或ESL)代表引腳和電容板的電感。最后，電阻RDA和電容CDA一起構成稱為電介質吸收或DA現象的簡化模型。在采樣保持放大器(SHA)之類精密應用中使用電容時，DA可造成誤差。但在去耦應用中，電容的DA一般不重要。

圖4顯示了各種100 F電容的頻率響應。理論上，電容阻抗將隨著頻率增加呈單調下降。實際操作中，ESR使阻抗曲線變得平坦。隨著頻率不斷升高，阻抗由于電容的ESL而開始上升?！跋ゲ俊钡奈恢煤蛯挾葘㈦S著電容結構、電介質和等效器件的值而變化。因此常?？梢钥吹捷^大值電容與較小值電容并聯。較小值電容通常具有較低ESL，與較高頻率的電容看似相同。這可以在更寬頻率范圍內擴展并聯組合的總體性能。

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電容自諧振頻率就是電容電抗(1/C)等于ESL電抗(ESL)的頻率。對這一諧振頻率等式求解得到下式：

所有電容將顯示大致形狀與圖示類似的阻抗曲線。雖然實際曲線圖有所不同，但大致形狀相同。最小阻抗由ESR決定，高頻區域由ESL決定(后者很大程度上受封裝樣式影響)。

去耦電容類型

圖5顯示適合去耦的各種常見電容類型。電解系列具有寬值范圍、高電容體積比和廣泛的工作電壓，是極佳的高性價比低頻濾波器元件。它包括通用鋁電解開關類型，提供10 V以下直至約500 V的工作電壓，尺寸為1 F至數千F(以及成比例的外形尺寸)。

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所有電解電容均有極性，因此無法耐受約一伏以上的反向偏置電壓而不造成損壞。此類器件具有相對較高的泄漏電流(可能為數十A)，很大程度上取決于特定系列的設計、電氣尺寸、額定電壓及施加電壓。不過，泄漏電流不可能是基本去耦應用的主要因素。

大多數去耦應用不建議使用“通用”鋁電解電容。不過，鋁電解電容的一個子集是“開關型”，設計并規定用于在最高達數百kHz的頻率下處理高脈沖電流，且僅具有低損耗。此類電容在高頻濾波應用中可直接媲美固態鉭電容，且具有更廣泛的可用值。

固態鉭電解電容一般限于50 V或更低的電壓，電容為500 F或更低。對于給定尺寸，鉭電容比鋁開關電解電容呈現出更高的電容體積比，且具有更高的頻率范圍和更低的ESR。一般也比鋁電解電容更昂貴，對于浪涌和紋波電流，必須謹慎處理應用。

最近，使用有機或聚合物電解質的高性能鋁電解電容也已問世。這些電容系列擁有略低于其他電解類型的ESR和更高的頻率范圍，另外低溫ESR下降也最小。此類器件使用鋁聚合物、特殊聚合物、Poscap和Os-Con等標簽。

陶瓷或多層陶瓷(MLCC)具有尺寸緊湊和低損耗特性，通常是數MHz以上的首選電容材料。不過，陶瓷電介質特性相差很大。對于電源去耦應用，一些類型優于其他類型。在X7R的高K電介質公式中，陶瓷電介質電容的值最高可達數F。在高達200 V的額定電壓下推薦Z5U和Y5V。X7R型在直流偏置電壓下的電容變化小于Z5U和Y5V型，因此是較佳選擇。

NP0(也稱為COG)型使用更低的介電常數公式，通常具有零TC和低電壓系數(不同于較不穩定的高K型)。NP0型的可用值限于0.1 F或更低，0.01 F是更實用的上限值。

多層陶瓷(MLCC)表面貼裝電容的極低電感設計可提供近乎最佳的RF旁路，因此越來越頻繁地用于10 MHz或更高頻率下的旁路和濾波。更小的陶瓷芯片電容工作頻率范圍可達1 GHz。對于高頻應用中的這些及其他電容，可通過選擇自諧振頻率高于最高目標頻率的電容，確保有效值。

薄膜型電容一般使用繞線，增加了電感，因此不適合電源去耦應用。此類型更常用于音頻應用，此時需要極低電容和電壓系數。

局部高頻去耦建議

圖6顯示了高頻去耦電容必須盡可能靠近芯片的情況。否則，連接走線的電感將對去耦的有效性產生不利影響。

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左圖中，電源引腳和接地連接盡可能短，所以是最有效的配置。然而右圖中，PCB走線內的額外電感和電阻將造成去耦方案的有效性降低，且增加封閉環路可能造成干擾問題。

由LC去耦網絡構成的諧振電路

許多去耦應用中，電感或鐵氧體磁珠與去耦電容串聯，如圖7所示。電感L與去耦電容C串聯后構成諧振或“調諧”電路，主要特性是顯示諧振頻率下的顯著阻抗變化。諧振頻率計算公式如下：

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去耦網絡的總體阻抗在諧振頻率下可表現出峰化現象。峰化程度取決于調諧電路的相對Q(品質因子)值。諧振電路的Q衡量其對電阻的電抗。計算公式如下：

正常走線電感和0.01 F至0.1 F的典型去耦電容將在高于數MHz的頻率下產生諧振。例如，0.1 F和1 nH將在16 MHz下產生諧振。

不過，由100 F電容和1 F電感組成的去耦網絡在16 kHz下產生諧振。如果不予檢查，一旦此頻率出現在電源線路上，可帶來諧振問題。該效應可通過降低電路Q降至最低。在電源線路內靠近IC的地方插入小電阻(~10 )便可輕松完成，如右例所示。電阻應盡可能壓低，最大程度地減小電阻兩端的IR壓降。也可用小鐵氧體磁珠替代電阻，它在諧振頻率下主要表現為阻性。

使用鐵氧體磁珠代替電感可以減少諧振問題，因為鐵氧體磁珠在100 kHz以上表現為阻性，所以會降低電路的有效Q值。典型鐵氧體磁珠阻抗如圖8所示。

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簡單LRC去耦網絡的響應可以使用基于SPICE的程序輕松仿真，例如National Instruments Multisim?，ADI公司版。典型電路模型如圖9所示，仿真響應如圖10所示。

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不良去耦技術對性能的影響

本節考察不良去耦技術對兩種基礎元件：運算放大器和ADC的影響。

圖11顯示1.5 GHz高速電流反饋運算放大器AD8000的脈沖響應。兩種示波器圖表均使用評估板獲得。左側走線顯示正確去耦的響應，右側走線顯示同一電路板上去除去耦電容后的相同響應。兩種情況中，輸出負載均為100 。

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圖12顯示AD8000的PSRR，它與頻率成函數關系。請注意，較高頻率下PSRR下降至相對較低值。這意味著電源線路上的信號很容易傳播至輸出電路。圖13顯示用于測量AD8000 PSRR的電路。

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現在考察正確及錯誤去耦對14位、105/125MSPS高性能數據轉換器ADC AD9445的影響。雖然轉換器通常無PSRR規格，但正確去耦仍非常重要。圖14顯示正確設計電路的FFT輸出。這種情況下，對AD9445使用評估板。注意頻譜較為干凈。

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AD9445的引腳排列如圖15所示。請注意，電源和接地引腳有多個。這是為了降低電源阻抗(并聯引腳)。

模擬電源引腳有33個。18個引腳連接到AVDD1(電壓為+3.3 V ± 5%)，15個引腳連接到AVDD2(電壓為+5 V ± 5%)。DVDD(電壓為+5 V ± 5%)引腳有4個。在本實驗中所用的評估板上，每個引腳具有陶瓷去耦電容。此外還有數個10 F電解電容。

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圖16顯示了從模擬電源去除去耦電容后的頻譜。請注意，高頻雜散信號增加了，還出現了一些交調產物(低頻成分)。

信號SNR已顯著降低。

本圖與上圖的唯一差異是去除了去耦電容。同樣使用AD9445評估板進行測量。

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圖17顯示從數字電源去除去耦電容的結果。注意雜散同樣增加了。另外應注意雜散的頻率分布。這些雜散不僅出現在高頻下，而且跨越整個頻譜。本實驗使用轉換器的LVDS版本進行。

可以想象，CMOS版本會更糟糕，因為LVDS的噪聲低于飽和CMOS邏輯。