引言

　　低頻(300MHz至450MHz) ISM RF發送器已廣泛用于歐洲434MHz市場，這也是美國260MHz至470MHz頻段的重要頻點。本文介紹了如何使用現有的低頻段RF IC構建868MHz發送器，以支持歐洲868MHz至870MHz免授權頻段應用。

　　本文重點討論了一系列測試，分析采用一個或多個設計用于300MHz至450MHz ISM頻段的RF發送器在868MHz頻率下所能提供的發射功率。

　　理論挑戰

　　對于大多數低頻ISM發射器，其開關功率放大器(PA)產生的二次諧波僅比基波頻率低3dB。如果允許犧牲部分效率和功率性能，是否可以采用設計用于434MHz的IC來構建868MHz ASK發送器呢?由于相位噪聲密度僅僅滿足歐洲電信標準協會(ETSI)對于歐洲434MHz免授權波段的帶外輻射標準要求，該相位噪聲密度無法滿足868MHz頻段更為嚴格的要求。但這并不意味著設計868MHz ASK發送器沒有任何價值。一些用戶可能只需要很低的發射功率，或者只需對低頻段IC的振蕩器進行一些修改，并不需要進行全新的設計。

　　開關功率放大器的RF頻譜

　　大多數低頻ISM RF發送器中，開關功率放大器會產生占空比為0.25的周期脈沖，該脈沖序列的周期即為載波周期。理論上，脈沖序列的頻譜是一組位于載頻整數倍頻點、以均勻間隔排列的譜線。每條譜線的幅度由函數sinc (sinx/x)加權，其中在4倍載頻的整數倍頻點處，幅度為零。圖1給出了434MHz載波頻譜的前六次諧波。868MHz分量(二次諧波)僅比基頻434MHz低3dB。事實上，電路中的開關放大器只是驅動一個調諧電路，而電路特性主要取決于對基頻諧波的抑制能力。如果調諧電路具有相對較寬的頻帶，那么它在868MHz處的輻射功率與基頻功率的差值就會小于3dB。

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　　圖1. 434MHz頻點處，25%占空比RF脈沖的基波與諧波理論功率

　　將MAX7044EVKIT的諧波濾波器去掉，同時將偏置電感更改為62nH (這個值與2pF至2.5pF的寄生電容產生諧振)，可以在此評估板上驗證3dB的差異。由L-C組成的諧振電路具有較寬的頻帶。因此，當功率放大器輸出直接連接到50Ω負載時，不會大幅衰減868MHz處的諧波。圖2所示為頻譜分析儀在434MHz和868MHz頻點的顯示結果。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB，這說明諧振電路衰減了0.5dB。

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　　圖2. MAX7044EVKIT的ISM發送器工作在434MHz時的頻譜

　　下一步是修改匹配網絡以增強868MHz二次諧波，并衰減434MHz基頻。

　　修改天線匹配電路以支持868MHz系統

　　434MHz匹配網絡拓撲

　　利用已有的434MHz頻段拓撲結構對MAX7044EVKIT進行修改，使其支持868MHz頻點應用。所有ISM RF發送器評估板的匹配網絡在300MHz至450MHz頻段具有相同的拓撲結構，如圖3所示。圖中器件標號與MAX7044EVKIT評估板標示相同。

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　　圖3. MAX7044EVKIT的匹配網絡和器件標號

　　采用這種拓撲結構時，有多種方法可以將電路匹配至50Ω負載。最直接的方法是將C2-L3-C6的π型網絡配置為50Ω低通濾波器來抑制諧波。然后，使用C1-L1組成的“L”型窄帶阻抗變換網絡將50Ω變換到高阻。除了280MHz至450MHz、可編程發送器MAX7044和MAX7060外，所有Maxim ISM RF低頻段發送器在驅動125Ω至250Ω負載時的功效是最高的。MAX7044在低頻驅動50Ω至60Ω負載時具有最高發射功率(2.7V供電時為13dBm)。增大發送器功率放大器輸出端的阻抗，可以降低發射功率和供電電流。正常工作在低頻時，選擇電感和電容用于匹配功率放大器在設計頻率下要求的阻抗。對于MAX7044EVKIT，LC網絡在433.92MHz時能夠很好地匹配在50Ω負載。

　　以下實驗的目的是改變433.92MHz評估板的匹配網絡(使其在868MHz下能夠很好地匹配)，同時降低其在434MHz頻點的發射功率。

　　功率放大器輸出電路調諧至868MHz

　　設計868MHz頻率下的匹配電路，第一步是嘗試可行的、最簡單的匹配方案，即功率放大器輸出端連接至50Ω電阻的868MHz諧振電路。這種方式用于產生圖1中的基線頻譜。然而，這種情況下，偏置電感與功率放大器引腳的寄生電容諧振工作在868MHz (而不是434MHz)。如配置為圖4所示原理圖，MAX7044EVKIT功率放大器偏置電感需由62nH (434MHz諧振電路)改為16nH (868MHz諧振電路)。另外，移除π型網絡中的并聯電容，將串聯電感替換為0Ω電阻。最后，將π型網絡與偏置電感之間的串聯電容C1改為47pF，作為868MHz的隔直電容。

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　　圖4. MAX7044EVKIT工作在868MHz時的簡單諧振電路匹配網絡

　　下面列出了434MHz基頻及前4次諧波的功率測量值。圖5給出了434MHz和868MHz處的頻譜分量，頻率值四舍五入至最接近的1MHz內。

　　VDD = 2.7V，I = 16.83mA，IPLL = 2.06mA，IPA = I –IPLL = 14.77mA

　　P(434MHz) = +9.0dBm

　　P(868MHz) = +8.65dBm

　　P(1302MHz) = +4.5dBm

　　P(1736MHz) = -3.0dBm

　　功率放大器總效率(全部四個頻點的功率/(VDD × IPA)) = 46.6%

　　868MHz頻點處功率放大器的效率 = 18.4%。

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　　圖5. MAX7044EVKIT諧振電路調諧至868MHz時的頻譜

　　由于868MHz諧振電路的帶寬比434MHz諧振電路的帶寬窄(寄生電容相同，因而電感為原來的四分之一)，這樣能夠充分抑制434MHz處的基頻，使得基頻和二次諧波的功率大小幾乎相等。諧振電路的這種簡單修改將868MHz與434MHz處的功率比改善了將近3dB。

　　868MHz頻點下的高通匹配

　　接下來，將低通π型網絡改為高通網絡，進一步衰減434MHz分量。16nH功率放大器偏置電感和串聯電容(47pF)保持不變，π型網絡(通常用作低通濾波器，抑制高次諧波)更改為簡單的高通L型網絡，從而將天線連接器處的50Ω阻抗轉換為功率放大器輸出端的200Ω。在此選用更為簡單的L型網絡替代完整的π型網絡，可以最大程度地減少對元件的改動，保證可行性。由于采用L型網絡后功率放大器輸出端的等效阻抗為200Ω (而不是50Ω)，其發射功率的電流損耗低于50Ω負載時的電流。

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　　圖6. 高通L型阻抗轉換網絡

　　下面列出了434MHz處基頻及前4次諧波的功率測量值。圖7給出了434MHz和868MHz處頻譜分量，頻率值四舍五入至最接近的1MHz內。

　　VDD = 2.7V，IDC = 18.1mA，IPLL = 2.06mA，IPA = IDC – IPLL = 16.04mA

　　P(434MHz) = +2.5dBm

　　P(868MHz) = +11.2dBm

　　P(1302MHz) = +4.0dBm

　　P(1736MHz) = -3.2dBm

　　總效率(全部四個頻點) = 41.5%

　　868MHz頻點處的效率 = 30.4%。

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　　圖7. MAX7044EVKIT采用868MHz諧振電路和高通L型網絡時的頻譜

　　高通L型匹配網絡進一步衰減了434MHz分量，將868MHz分量的效率大幅提升至30.5%。這意味著對現有匹配網絡做少許改動，即可使868MHz信號在50Ω天線處產生大于10dBm的發射功率。

　　匹配網絡簡單改動的總結

　　減小MAX7044EVKIT的偏置電感值，與IC和電路板電容共同構成868MHz諧振電路。這樣使得434MHz和868MHz頻點處的功率大小相同。采用簡單的高通L型匹配網絡替換諧波濾波器，將868MHz與434MHz的功率比提升9dB，使得868MHz成為主發射頻率。雖然在功效上有少許損耗，但是電路仍然能夠發射功率大于10dBm的868MHz信號。此外，還可對電路做更多的修改，以進一步提高868MHz與434MHz基頻和高次諧波的功率比。

　　下一步工作的建議

　　上述簡單的修改驗證了通過更改外部元件可以顯著提高發送器IC的二次諧波功率(相對于基頻功率)，同時還保持了較高的發射信號功率。這是一個很好的開端，但要發射符合868MHz歐洲免授權頻段和美國915MHz頻段要求的信號，還需要克服很多困難。

　　進一步提升868MHz分量

　　提高諧振電路的Q值(由偏置電感和功率放大器的對地電容組成)，可以提高868MHz分量，具體可通過在功率放大器輸出引腳增加一個對地電容、并且減小偏置電感來實現。在該實驗中，偏置電感降至16nH，與電路板和IC上的寄生電容組成諧振電路。在保證每個元件的空載Q值不會顯著影響整體效率的前提下，可以將電感進一步降至5nH至10nH范圍，并將總旁路電容增大至約6pF。

　　在圖6的C6位置增加一個并聯電感構建高通π型網絡，并調整電感值，可以改善高通L型匹配網絡對434MHz的抑制性能。精心選擇π型網絡中的三個元件，可以使其對434MHz分量的抑制能力提高25dB或30dB，但是對于滿足ETSI要求(如果868MHz發射信號功率為+10dBm，則所有雜散輻射均低于-36dBm)還差46dB。本文接下來將繼續探討改善抑制性能的建議方案。

　　保證發送器效率

　　上述改動的重點是提高868MHz分量并抑制434MHz分量，但這些改動將功率放大器效率由50% (434MHz發射信號)降為30% (868MHz發射信號)，后續的434MHz信號抑制方案可能還會進一步影響效率。在針對434MHz發射信號設計匹配網絡的早期測試中可以發現，當434MHz匹配網絡失諧時，直流電流損耗會隨之增大。如果典型濾波器是通過降低頻點處的匹配性能來抑制這些頻率的話，很顯然，這些測試中的電流損耗將進一步增大。那么，如何在不顯著增大直流電流、降低效率的前提下改善434MHz的抑制性能呢?

　　雙工器方案

　　雙工器常用于雙通道接收系統，用于連接公共接收天線和兩個接收器，每個接收器調諧在不同頻率。雙工器在兩個頻率下均能夠為天線提供很好的匹配。如果用功率放大器替換接收天線，則會提供獨立的434MHz和868MHz通道。868MHz通道連接至發射天線，434MHz通道連接至電路板的阻性負載。這種配置與簡單的868MHz濾波器相比有兩個優勢：434MHz分量能夠很好地匹配(從而保持較低的電流損耗)，并且434MHz信號發送給負載，沒有輻射。如果868MHz端口的天線能夠正確匹配并調諧，則會對434MHz發射信號產生顯著的抑制。為進一步降低434MHz下的電源電流，可以對雙工器方案進行修改，使434MHz頻點的阻抗高于868MHz頻率阻抗。

　　但是該方案有一個潛在缺陷：它假設信號源是一個帶有50Ω負載的線性信號源。而功率放大器的開關放大器輸出不是線性的。

　　重新審視開關放大器模型

　　圖1所示的頻譜是基于沒有濾波的功率放大器輸出結果，434MHz處的波形是占空比為25%的脈沖波。功率放大器輸出在434MHz周期的25%時間內呈短路狀態，當匹配網絡適當調諧后，短路狀態出現在434MHz正弦波的波谷。這樣設計使得電流在最低電壓(接近于0V或地電位)時“灌入”諧振電路。該開關波形的電路模型(通過阻性負載連接至諧振電路)直接決定了功率放大器的性能。但是，需要對該模型加以修改，以構建868MHz諧振電路。以便在不顯著增大電源電流的前提下，通過868MHz電路抑制434MHz分量，這同時也解釋了匹配網絡與434MHz失諧時電流損耗增大的原因(與采用868MHz匹配網絡的實驗相比，電流損耗會增大10%至20%)。在434MHz的二次諧波可能存在本地電流最低點嗎?

　　降低相位噪聲

　　ETSI要求所有雜散發射信號的絕對功率須低于-36dBm，這不僅限制了諧波輻射，也對發送器的相位噪聲提出了要求。在歐洲，434MHz免授權頻段介于433.05MHz和43479MHz之間(該頻段的中心頻點為433.92MHz，這也解釋了該頻率得到廣泛應用的原因)。帶外頻率的輻射功率不能高于-36dBm。靠近邊帶頻率處，MAX7044的主要噪聲分量是載頻的相位噪聲。MAX7044的相位噪聲密度為-92dBc/Hz，其中“dBc”表示“低于載波的dB數”。

　　根據ETSI的要求，雜散功率需使用準峰值檢波器在100kHz帶寬內進行測量，作為一個平均功率檢測器，準峰值檢波器對相位噪聲也會進行相同的檢波。在100kHz測量帶寬與密度指標中的1Hz帶寬之間增加一個50dB對數比，可以將100kHz帶寬內的測量功率提升至-42dBc。如果被測功率限制在-36dBm，MAX7044在434MHz歐洲頻段的發送功率可達+6dBm (最大值)。

　　在868MHz至870MHz頻率范圍，可用的最寬頻帶為868.0MHz至868.6MHz。發送器在該頻帶以外的平均輻射功率不能大于-36dBm。在100kHz帶寬內測量帶外功率，同在434MHz頻率相同，只是帶寬由1.74MH變為現在的600kHz，即868MHz時的帶寬比434MHz時窄了幾乎3倍。此外，434MHz的二次諧波(即868MHz)相位噪聲密度隨頻率呈平方關系增長。這意味著868MHz時的相位噪聲密度比434MHz時高6dB。MAX7044發射434MHz載波信號時，相位噪聲密度在300kHz帶寬下約為-89dBc/Hz，在868MHz時約為-83dBc/Hz。在100kHz帶寬內，300kHz的平均功率成為[-83 + (10log10(100kHz))] = -33dBc，這將MAX7044在868MHz時的發射功率限制-3dBm以內。

　　MAX7044中的振蕩器具有相對較高的相位噪聲密度，這是由于設計需要將器件中的VCO頻率調諧至300MHz至450MHz范圍。這一相位噪聲密度對于美國260MHz至470MHz免授權頻率是可以接受的，因為對載頻附近這些頻率的雜散輻射要求沒有歐洲那么嚴格。為了在868MHz歐洲頻段的發射功率接近+10dBm，MAX7044中的VCO需要更改到更窄的頻帶，并采用具有更低相位噪聲的設計，類似于L-C振蕩器。

　　結論

　　對匹配網絡進行簡單的修改，可使434MHz開關放大器的886MHz發射功率高于434MHz發射功率。本文討論了在MAX7044EVKIT配置868MHz諧振電路和高通L型阻抗變換網絡，從而產生+11dBm的868MHz載波發射功率的方法。這種情況下，868MHz載波功率比434MHz基頻功率高出近9dB。功率放大器在868MHz時的效率為30%。

　　為滿足美國和歐洲標準對雜散輻射的限制要求，需要進一步對434MHz分量進行抑制。可以通過不同電路結構和模型改善對434MHz分量的抑制性能。對經典的雙工器進行改造，將868MHz分量連接至天線，將434MHz分量連接至假負載。

　　對開關放大器模型中的調諧電路進行修改，得到一個優化的868MHz的匹配網絡。修改VCO能夠降低相位噪聲密度，從而滿足ETSI對868MHz頻段雜散輻射的限制要求。