無線電發射器在經歷了若干年的發展后，逐步從簡單中頻發射架構過渡到正交中頻發送器、零中頻發送器。而這些架構仍然存在局限性，最新推出的RF直接變頻發送器能夠克服傳統發送器的局限性。本文比較了無線通信中不同發射架構的特點，RF直接變頻發送器采用高性能數/模轉換器(DAC)，比傳統技術具有明顯優勢。RF直接變頻發送器也具有自身挑戰，但為實現真正的軟件無線電發射架構鋪平了道路。

RF DAC，例如14位2.3Gsps MAX5879，是RF直接變頻架構的關鍵電路。這種DAC能夠在1GHz帶寬內提供優異的雜散和噪聲性能。器件在第二和第三奈奎斯特頻帶采用創新設計，支持信號發射，能夠以高達3GHz的輸出頻率合成射頻信號，測量結果驗證了DAC的性能。

傳統的射頻發送器架構

過去數十年間，一直采用傳統的發送器架構實現超外差設計，利用本振(LO)和混頻器產生中頻(IF)。混頻器通常在LO附近產生兩個鏡頻(稱為邊帶)，通過濾除其中一個邊帶獲得有用信號。現代無線發射系統，尤其是基站(BTS)發送器大多對基帶數字調制信號進行I、Q正交調制。

圖1. 無線發送器架構。

正交中頻發送器

復數基帶數字信號在基帶有兩個通路：I和Q。采用兩個信號通路的好處是：使用模擬正交調制器(MOD)合成兩個復數IF信號時，其中一個IF邊帶被消除。而由于I、Q通路的不對稱性，不會非常理想地抵消調制器的鏡頻。這種正交IF架構如圖1(B)所示，圖中，利用數字正交調制器和LO數控振蕩器(NCO)對I、Q基帶信號進行內插(系數R)，并調制到正交IF載波。然后，雙DAC將數字I、Q IF載波轉換成模擬信號，送入調制器。為了進一步增大對無用邊帶的抑制，系統還采用了帶通濾波器(BPF)。

零中頻發送器

圖1(A)所示的零中頻(ZIF)發送器中，對基帶數字正交信號進行內插，以滿足濾波要求；然后將其送入DAC。同樣在基帶將DAC的正交模擬輸出送至模擬正交調制器。由于將整個已調制信號轉換到LO頻率的RF載波，所以，ZIF架構真正凸顯了正交混頻的“魅力”。然而，考慮到I、Q通路并非理想通路，例如LO泄漏和不對稱性，將會產生反轉的信號鏡像(位于發射信號范圍之內)，從而造成信號誤碼。多載波發送器中，鏡頻信號可能靠近載波，造成帶內雜散輻射。無線發送器往往采用復雜的數字預失真，用來補償此類瑕疵。

RF直接變頻發送器

圖1(D)所示RF直接變頻發送器中，在數字域采用正交解調器，LO由NCO取代，從而在I、Q通路獲得幾乎完美的對稱性，基本沒有LO泄漏。所以數字調制器的輸出為數字RF載波，送入超高速DAC。由于DAC輸出為離散時間信號，產生與DAC時鐘頻率(CLK)等距的混疊鏡頻。由BPF對DAC輸出進行濾波，選擇射頻載波，然后將其送至可變增益放大器(VGA)。

高中頻發送器

RF直接變頻發送器也可利用這種方法產生較高中頻的數字載波，如圖1(C)所示。這里，DAC將數字中頻轉換為模擬中頻載波。DAC之后利用帶通濾波器的選頻特性濾除中頻鏡頻。然后將該需要的中頻信號送入混頻器，產生IF信號與LO混頻的兩個邊帶，經過另外一個帶通濾波器濾波，獲得需要的RF邊帶。

顯然，RF直接變頻架構需要最少的有源元件。由于采用帶數字正交調制器和NCO的FPGA或ASIC取代模擬正交調制器和LO，RF直接變頻架構避免了I、Q通道的不平衡誤差及LO泄漏。此外，由于DAC的采樣率非常高，更容易合成寬帶信號，同時可保證滿足濾波要求。

高性能DAC是RF直接變頻架構取代傳統無線發送器的關鍵元件，該DAC需要產生高達2GHz甚至更高的射頻載波，動態性能要達到其它架構提供的基帶或中頻性能。MAX5879就是一款這樣的高性能DAC。

利用MAX5879 DAC實現RF直接變頻發送器

MAX5879是一款14位、2.3Gsps RF DAC，輸出帶寬大于2GHz，具有超低噪聲和低雜散性能，設計用于RF直接變頻發送器。其頻率響應(圖2)可通過更改其沖激響應進行設置，不歸零(NRZ)模式用于第一奈奎斯特頻帶輸出。RF模式集中第二、第三奈奎斯特頻帶的輸出功率。歸零(RZ)模式在多個奈奎斯特頻帶提供平坦響應，但輸出功率較低。

MAX5879的獨特之處在于RFZ模式。RFZ模式為“零填充”射頻模式，所以，DAC輸入采樣率為其它模式的一半。該模式對于采用較低帶寬合成信號非常有用，并可輸出高階奈奎斯特頻帶的高頻信號。所以MAX5879 DAC可用于合成超出其采樣率的調制載波，僅受限于2+GHz模擬輸出帶寬。

圖2. MAX5879 DAC的可選頻響特性。