采用副邊同步整流解決方案降低開關電源過熱（二）

介紹

本文是探索如何為超小型快充適配器設計副邊同步整流器的系列文章的第二部分。 第一部分討論了同步整流器的拓撲設計和電源。 第二部分將回顧同步整流器如何打開和關閉，以及新設備如何利用快速關斷技術。

同步整流的開通

有了自供電電路，為副邊MOS管的開通提供了必要條件。接下來面臨的問題是如何決定同步整流管的開通時機。

以MP9989為例，當反激原邊MOS關斷時，副邊MOS將會通過體二極管續流，VDS電壓將會從正壓轉變為-0.7V。當芯片檢測到這個電壓轉變后將會打開副邊MOS管，完成續流。

但是，當反激電源工作在斷續模式時，會帶來新的挑戰。如圖1顯示的是斷續模式下VDS電壓和副邊電流波形。當副邊續流結束后，MOS管關閉。我們看到此時VDS電壓出現震蕩。某些工況下，VDS震蕩的幅值會比較大，甚至會震蕩到0。此時副邊同步整流電路很容易誤將續流MOS管打開，造成系統異常。

Figure 1:斷續模式下VDS電壓和副邊電流波形

對比原邊MOS關斷瞬間和DCM震蕩時的VDS波形，我們可以看到，震蕩條件下VDS的電壓變化遠遠慢于正常開通時的電壓變化。根據這一區別，MPS在芯片內部加入了電壓變化率的判斷。以MP9989為例，當副邊VDS下降到2V時，內部時鐘開始計時，如果VDS電壓沒有在30ns以內下降到-80mV，我們就認為這并不是正常的開通信號，此時芯片維持關斷狀態。這樣可以有效地避免震蕩導致的誤導通。

同步整流的可靠關斷

解決了何時導通的問題，另一個挑戰便是何時關斷。從原理上講，希望做到當原邊MOS打開的同時關閉副邊的MOS，但是由于原副邊之間并沒有通信機制，因此副邊MOS很難及時響應原邊MOS的導通信號。

傳統方法可以利用勵磁電感的伏秒平衡來計算出關斷時刻，常用的伏秒平衡方案示意圖如下。理論上根據副邊MOS的導通時間，可以計算出關斷時間，從而知道何時關閉副邊MOS。

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圖2：常用伏秒平衡原理

當負載跳變時，為了穩定輸出電壓，原邊繞組的磁通會相應改變。在動態調節過程中，伏秒平衡是不成立的。因此容易導致動態過程中副邊MOS管不能及時關斷，從而出現短路。

除此之外，伏秒平衡原理需要采樣開通和關斷狀態下的變壓器勵磁電感電壓。電壓采樣電阻的精度和寄生參數引起的電壓震蕩都會導致伏秒平衡計算出現誤差，從而嚴重影響可靠性。

同步整流關斷過程要點總結如下：

伏秒平衡只在穩態條件下成立，動態情況下容易誤動作，造成短路

VP，VS 采樣受外圍電阻精度影響，帶來計算誤差

寄生參數帶來的震蕩造成VP采樣不準，導致計算誤差

快速關斷技術

快速關斷技術可以動態調整同步整流MOS管Gate電壓。以MP9989為例，當VDS由正壓快速轉變為負壓時，經過開通延時MP9989 的MOS管打開進行續流（圖3）。

圖3：MP9989的VDS壓降帶來MOS管開通延時

這段時間內，副邊續流電流較大，VDS的電壓等于電流乘以導通阻抗。隨著續流電流的下降，VDS電壓隨之下降，（見圖4）。

圖4：副邊續流電流較大，MP9989的VDS電壓隨之下降

當VDS達到40mV后，隨著電流的繼續下降，MP9989會動態降低Gate驅動電壓，增大導通阻抗，將VDS壓降控制到40mV（見圖5）。此時MOS管已經進入半導通狀態，Gate電壓處于較低水平。

圖5：MP9989 VDS降至40mV時的動態控制

到下一個工作周期，反激原邊的MOS管開通時，副邊MOS管Gate可以由之前的較低的電壓水平快速實現關斷，保證工作的可靠性。在這項技術的加持下，MPS的同步整流產品可以支持600kHz開關頻率，且適應CCM，DCM，準諧振，有源鉗位等反激應用。這些產品包括MP9989和MP6908A.

MP9989具有以下產品特性：

集成100V/10mΩ MOSFET

不需要輔助繞組供電，支持高邊和低邊應用

支持最低接近0V的寬壓輸出應用

支持DCM震蕩檢測，有效防止誤導通

110μA 低靜態電流

支持 DCM，CCM，準諧振等應用

圖6顯示了MP9989的典型應用框圖。

圖6：MP9989的典型應用框圖

MP6908A具有以下產品特性：

支持600kHz開關頻率

低至30ns 關斷和開通延遲

不需要輔助供電，支持高邊和低邊應用

支持最低接近0V的寬壓輸出應用

支持DCM震蕩檢測，有效防止誤導通

100μA 低靜態電流

支持 DCM，CCM，準諧振，有源鉗位等應用

采用TSOT23-6封裝

圖7顯示了MP6908A的典型應用。

圖7：MP6908A典型應用框圖

結論

本文回顧了如何確定副邊同步整流開通和關斷時間，同時還分析了MP9989快速關斷技術的有效性。 基于本文的分析，采用 MOSFET 管副邊同步整流，有助于實現超小型快速充電解決方案。

審核編輯：湯梓紅