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為了進一步降低成本，H橋PFC由原來的光耦隔離驅動電路改為采用高壓浮驅芯片的電路，頻繁出現PFC炸機的情況，對此，對這個驅動電路進行分析，同時尋找解決措施。
1. 問題的現象描述：
為了進一步降低成本，H橋PFC由原來的光耦隔離驅動電路改為采用高壓浮驅芯片的電路。
1. 用IRS21850浮驅芯片，在起機的過程中會出現異常的高電平，有一定概率導致PFC炸機。
2. 用FAN73711浮驅芯片，在起機時沒有發現異常的高電平現象，基本能夠正常工作，但是在更加惡劣的工作狀態下會發生炸機，比如在源跳變時會發生PFC炸機。
圖1 PFC主電路圖
圖2 PFC驅動電路
1.1. 問題1原因分析
采用IRS21850浮驅芯片，起機時出現異常高電平現象。
圖3 通道1 為驅動芯片輸入（PIN2）波形，通道2為VS-COM的電壓波形，通道3為驅動芯片輸出（PIN7）的電壓波形。
圖4 通道1 為驅動芯片輸入（PIN2）波形，通道2為VS-COM的電壓波形，通道3為驅動芯片輸出（PIN7）的電壓波形，通道4為輸入電壓波形。
我們做了以下實驗：
這個異常的高電平現象總是出現在交流輸入的正半波的最高值，并且只出現一次，起機運行后一直不會出現這個現象。
換成FAN73711后沒有出現這個現象。
170V以下空載起機不會出現這個問題，180V以上起機會出現這個現象。（感謝關注公眾號：硬件筆記本）
當170V以下空載起機，其占空比相對較大，180V以上起機占空比相對較小。
驅動做RC削波處理后，空載起機一直沒有出現這個現象。
驅動做RC削波處理后，其占空比會相對較大。
用二極管鉗位或者二極管串聯穩壓管鉗位的方式，可以消除這個現象。
后來跟IR公司的FAE溝通后，他們解釋為這種浮驅芯片有最小脈寬的要求，當輸入脈寬低到一定程度，會導致芯片內部丟失關斷信號，導致一直處于高電平狀態，這是由于芯片內部有消隱電路，脈寬太小，會導致上升沿或下降沿信號丟失，IR的FAE推薦最小脈寬最好高于400ns.
因此這顆芯片不適合在我們這種電路上使用。
1.1. 問題2原因分析
問題2：用FAN73711浮驅芯片，在起機時沒有發現異常的高電平現象，基本能夠正常工作，但是在更加惡劣的工作狀態下會發生炸機，比如在源跳變時會發生PFC炸機。
經過與Fairchild公司的FAE溝通，他們認為這個芯片沒有窄脈寬的問題。FAN73611也有跟IRS21850的問題，但是FAN73711在窄脈寬的問題上做了改進，因此不會出現跟IRS21850類似的窄脈寬問題。（感謝關注公眾號：硬件筆記本）
排除了窄脈寬引起的問題，那么源跳變時為什么PFC電路會發生炸機的問題呢？
查閱Fairchild公司關于高壓浮驅芯片的用戶手冊，在以下兩個情況下，芯片內部寄生二極管D_BS或D_BCOM前向或反向導通，會導致寄生SCR閉鎖，造成輸出異常。
Fairchild高壓浮驅芯片設計和使用準則：
產生PFC炸機的原因很可能是VS-COM出現較高的負壓的現象，導致芯片內部寄生二極管導通，芯片出現閉鎖效應，出現長時間高電平現象，PFC炸機。
圖5 VS-COM的電壓波形
交流正半周VS-COM之間的電壓不發生抖動，被慢速二極管鉗位到母線電容的地。而在交流負半周，VS-COM之間的電壓有高頻抖動，對應于PFC的驅動。
圖6 VS-COM之間的電壓波形，展開后的VS-COM之間的電壓波形
2. VS-COM之間產生負壓的原因
VS-COM之間負壓如何產生的？
圖7 交流輸入正半周，MOS管關斷換流期間產生負壓的機理
AC交流輸入正半周，MOS管關斷換流期間，AGND_DRV與AGND之間存在負壓，這是由于器件的寄生電感和PCB走線的寄生電感，在高di/dt的情況下產生了負壓。上面的圖示中，L1為Q2的寄生電感，L2為D2的寄生電感，L3為PCB走線的寄生電感，關斷時刻產生的電壓方向如上圖所示。
穩態時：Vvs-com=VQD2 - VD2
換流時：Vvs-com=VQD2 - VD2 - L1*dIL1/dt - (L2+L3)*dil2/dt
圖8 交流輸入負半周，MOS管關斷換流期間產生負壓的機理
AC交流輸入負半周，MOS管關斷換流期間，AGND_DRV與AGND之間存在負壓，這是由于器件的寄生電感和PCB走線的寄生電感，在高di/dt的情況下產生了負壓。上面的圖示中，L1為Q1的寄生電感，L2為D4的寄生電感，L3為PCB走線的寄生電感，關斷時刻產生的電壓方向如上圖所示。
穩態時：Vvs-com=VQD1 - VD4
換流時：Vvs-com=VQD1 - VD4 - L1*dIL1/dt - (L2+L3)*dil2/dt
因此可以歸納總結出在負壓產生的時刻是MOS關斷換流的時候產生的。
在短路或者動態，較大的電流變化率時，將產生足夠大的負壓，超過VS-COM之間可以承受的負壓范圍，此時芯片會發生失效。（感謝關注公眾號：硬件筆記本）
FAN73711芯片正常工作條件下，VS腳可以承受的負壓范圍如下圖。
圖9 VS腳的SOA工作區
3. 如何解決VS-COM的負壓問題
由于負壓的大小比較難以測試準確，因此，我們通過驗證的方式，來檢驗措施的可行性。
1. 增加PFC驅動電路的驅動電阻，降低di/dt，以減小寄生電感產生的負壓尖峰。
我們將PFC驅動電阻由原來的3.75ohm改為10ohm，測試85V~290V 1000W源跳變，PFC MOS依然會炸機。
2. 在VS-COM之間加RC吸收，R為3個18ohm電阻，C為1個100pF，發現沒有太大效果，源跳變依然會出問題。
3. D101和D102由原來的快恢復二極管改為SIC二極管，沒有效果，源跳變依然會炸機。
4. D101-1和D102-2并聯10nF金膜電容，沒有效果，源跳變依然會炸機。
5. 在VS-COM之間加鉗位二極管（編碼為15010247），有效果，測試85V~290V 1000W源跳變不會出現炸機的問題。
6. 在VS-COM之間加二極管并聯3.3V穩壓管，有效果，測試85V~290V 1000W源跳變不會出現炸機的問題。
圖13 使用二極管鉗位的方案
圖14 使用二極管串聯穩壓管鉗位方案
值得注意的是：鉗位吸收的擺放的位置非常關鍵，影響到吸收的效果。
圖15 鉗位二極管的擺放位置
將二極管的陽極放在1的位置時，源跳變還是會炸機，移動到2時就不會出現問題。
雖然位置1和位置2是在同一個PCB網絡上，但是位置1~2之間有走主功率電流，如果將吸收電路放在位置1，只能吸收一部分的主功率回路產生的負壓尖峰；放在位置2，能夠完全吸收整個功率回路產生的負壓尖峰。因此應該將吸收的位置放在2的位置。
關于吸收擺放的位置，我們還做了一個實驗，就是將吸收電路放在驅動芯片的根部，即驅動芯片VS腳和COM腳，也能達到同樣的效果，源跳變不會發生炸機。（感謝關注公眾號：硬件筆記本）
另外，由于PCB上的Vb和Vs腳之間的解耦電容放置得很遠，較大的擾動下可能導致Vb產生負壓，使得芯片失效，因此建議在靠近Vb和Vs腳之間增加一個1uF的解耦電容。
4. 測試芯片VS-COM之間的電壓是否超標
圖16 VS-COM的電壓波形，53.5V 37.4A，未加鉗位二極管吸收
圖17 VS-COM電壓波形，180V~280V源跳變 1605W，加鉗位二極管吸收
圖18 VS-COM電壓波形，180V~280V源跳變 1605W，未加鉗位二極管吸收
從圖17和圖18可以發現，加了鉗位吸收后，源跳變時的負壓有所減小。
圖19 VS-COM電壓波形，85Vac~290Vac 1000W源跳變，未加二極管鉗位出現炸機
圖20 VS-COM電壓尖峰，85Vac~290Vac 1000W源跳變，未加二極管鉗位出現炸機
未加鉗位吸收電路，85Vac~290Vac 1000W源跳變，出現炸機的現象，圖19和圖20是最后炸機的波形，可以看出正半周時負壓已經達到35.8V，這就是導致驅動芯片異常的原因，導致驅動異常，PFC炸機。
5. 鉗位二極管電流波形測試
圖21 使用二極管鉗位，二極管上的電流波形，53.5V 37.4A 2A/div
圖22 使用二極管鉗位，二極管上的電流波形(綠色通道)，紅色通道為驅動波形，53.5V 37.4A 2A/div
圖23 使用二極管鉗位，二極管上的電流波形(綠色通道)，紅色通道為驅動波形，53.5V 37.4A 2A/div
6. 二極管串聯穩壓管鉗位電流波形測試
圖24 使用二極管串聯穩壓管鉗位，二極管上的電流波形，53.5V 37.4A 200mA/div
圖25使用二極管串聯穩壓管，二極管上的電流波形，53.5V 37.4A 200mA/div
7. 穩壓二極管的選擇
圖26 滿載條件下，用示波器計算穩壓管上的平均電流
圖27 滿載條件下，用示波器計算穩壓管上的平均電流
測試時我們用的穩壓管為3.3V SOT-23封裝的穩壓管，穩壓管的選擇需要滿足兩個條件，平均功耗和瞬時功耗（瞬時電流）。
看波形，平均功耗大約100mw,瞬時功耗大約3、4W，瞬時電流大約1A。
選SOT-23基本可以滿足要求，但1A的瞬時電流比較懸，這種封裝的鍵合線耐受的電流峰值也就在1A到數A，物品部建議選擇SOD123封裝的器件比較保險，可以滿足要求并且有一定裕量。
8. PFC驅動電路可靠性測試
通過二極管串聯穩壓管鉗位吸收后，為了驗證其可靠性，我們分別作了高低溫源跳變和極限ATE測試。
測試項目包括：環溫-20度85V~290V 1000W源跳變 2小時，-20度 176V~290V 2000W源跳變2小時，55度85V~290V 1000W源跳變2小時，55度176V~290V 2000W源跳變2小時，測試均能通過，模塊不損壞。
用另一臺模塊進行極限ATE測試時，驅動芯片發生損壞，經過分析是由于芯片靠近VB和VS腳之間沒有加1uF的解耦電容，導致芯片損壞，增加這個解耦電容后，重新進行極限ATE測試，模塊沒有損壞。
總結
H橋PFC驅動采用FAN73711的方案，由于VS-COM之間主功率走線通過了MOS管和整流橋，走線相對較長，導致寄生電感比較大，MOS管關斷時存在負壓的尖峰，超過了芯片VS腳的安全工作電壓，導致驅動芯片異常。（感謝關注公眾號：硬件筆記本）通過在VS-COM之間加鉗位二極管或者鉗位二極管串聯穩壓管，具有一定的效果，經過測試，源跳變不會發生炸機。另外，由于PCB的Vb-Vs腳的解耦電容相對較遠，對芯片的抗干擾能力也有影響。
審核編輯：黃飛
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工商網監
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