DC-DC 開關電壓轉換器（或“開關穩壓器”）的控制回路可以通過其頻率響應來表征。頻率響應會影響開關穩壓器對瞬態變化的反應時間、精度和穩定性，進而影響它在輸入電壓、負載和占空比變化的情況下保持設定電壓輸出的能力。

工程師可以通過添加補償器網絡來改善開關穩壓器的頻率響應。目標是調整頻率響應，以使開關穩壓器的交叉頻率處于最佳位置（提供高帶寬），但該單元具有足夠的相位和增益裕度，以實現良好的動態響應、線路和負載調節以及穩定性。如果工作做得好，最終的結果是開關穩壓器在很寬的頻率范圍內保持穩定，但不會過度補償，因此其動態響應很差。

本文介紹了開關穩壓器補償器網絡的基礎知識，并解釋了網絡類型如何影響電源的頻率響應和最終性能。

應對不穩定

設計工程師經常會發現他或她的開關穩壓器的初始電路布局被證明是不穩定的。不穩定性會導致磁性元件或陶瓷電容器產生噪聲、開關波形抖動、輸出電壓振蕩、功率場效應晶體管 （FET） 過熱和其他不良副作用。圖 1 顯示了不穩定降壓（“降壓”）開關穩壓器的典型輸出波形。

?

?

圖 1：不穩定開關穩壓器的電流和電壓輸出。（由凌力爾特提供）

盡管造成不穩定的原因有很多——例如，PCB 產生的噪聲——一個常見的罪魁禍首是電源控制回路的補償不足。為了解決這個問題，工程師必須添加一個補償網絡。如果實施得當，補償網絡 （A（s）） 的輸出連同反饋電壓 （V FB ） 分壓器將調整控制回路特性，以確保直流（零頻率）增益高、交叉頻率（或帶寬）（f c ） 高，良好的相位和增益裕量使開關穩壓器具有良好的動態響應、線路和負載調節以及穩定性。

開關穩壓器控制環路的性能由環路帶寬和環路穩定性裕度來量化。帶寬由交叉頻率定義，在該頻率處環路增益等于一 （0 dB）。更高的帶寬有助于快速瞬態響應，但會犧牲環路穩定性裕度和控制環路對開關噪聲的敏感度。環路穩定性裕度通常由相位裕度和增益裕度來量化。相位裕度定義為交越頻率處的總相位延遲與 -180° 之間的差異，而增益裕度是 180° 相位滯后時的增益。

假設增益圖僅通過 0 dB 一次（對于在輸出級具有低通濾波器的穩壓器來說幾乎總是如此），如果交叉頻率處的相位滯后小于 180°，則系統將是穩定的。經驗豐富的工程師旨在實現大于 45°（且小于 315°）的相位裕度。通常，45° 的相位裕度是瞬態響應和阻尼之間的良好折衷。對于升壓或降壓開關穩壓器，增益裕度應高于 10 dB。

補償網絡的類型

開關穩壓器采用閉合反饋回路來調節輸出電壓。圖 2 顯示了降壓控制器的典型電壓模式控制方案。補償網絡形成誤差放大器的反饋電路。自從引入開關穩壓器以來，工程師已經開發出三種常用的補償網絡（以它們引入控制回路的零點和極點的數量命名），類型 I、II 和 III。

?

?

圖 2：將補償網絡添加到誤差放大器的降壓開關穩壓器控制環路。（由凌力爾特提供）

類型 1 補償使電路的直流增益最大化，從而使直流調節誤差最小化。補償是通過在誤差放大器的輸出端添加一個電容器 （C th ） 來實現的。電容器的添加在 A（s） 內創建了一個積分項，具有無限高的直流增益。添加電容器的缺點是它引入了 -90 度的相位滯后，再加上其他反饋回路相位滯后，會使電路接近不穩定。

制造商在其模塊上提供了一個誤差放大器輸出引腳（例如凌力爾特公司的LTC3851上的“ITH”引腳，這是一種最大開關頻率為 810 kHz 的同步降壓開關穩壓器控制器）。可以通過將一個大電容（例如 0.1 μF）連接到該引腳來執行快速測試，以檢查控制回路是否是電源不穩定的根源。如果缺乏補償是電路不穩定的原因，電容器通常會將電源的帶寬降低到低頻誘導穩定性。如果電容器不起作用，建議工程師到別處尋找不穩定源。

可以在原電容上串聯一個電阻（R th ）以提高穩定性。電阻器的作用是添加一個“零” （S thz ），提供 +90 相位超前。訣竅是選擇正確的電阻值，以便在交叉頻率之前引入相位超前，從而顯著增加該頻率的相位，提高電壓環路的相位裕度和穩定性。圖 3 顯示了這種補償網絡的小信號模型及其頻率響應的波特圖（疊加在電容器單獨的影響上（藍色虛線））。請注意額外的零如何提高交叉頻率處的相位裕度。

?

?

圖 3：小信號模型顯示了誤差放大器和電阻/電容補償網絡以及相關的波特圖。（由凌力爾特提供）

不幸的是，電阻器不僅僅起到了相位超前的作用。它還提高了高頻的增益。這種副作用增加了功率元件在開關穩壓器的工作頻率（通常很高）下產生的噪聲影響輸出的可能性。

解決方案是添加第二個電容（C thp），其值遠低于 C th，盡可能靠近電源模塊的 ITH 引腳，將引腳接地。第二個電容器的引入將高頻“極點”引入伯德圖中，理想情況下，該極點應位于交叉頻率和開關頻率 （fs ）之間。極點的作用是降低開關頻率附近的增益。（該組件還可能會降低交叉頻率處的相位，因此必須仔細選擇其值以權衡抗噪性與相位裕度。）這種二 （II） 極點、一零補償網絡稱為 II 型。

圖 4 顯示了推薦用于Intersil ISL85415降壓開關穩壓器的 II 型補償網絡。該器件以 500 kHz 的開關頻率運行，需要 3 至 36 V 的輸入，并在高達 500 mA 時提供 0.6 至 34 V 的輸出。

?

?

圖 4：Intersil 降壓轉換器的 II 型補償網絡。

圖 5 顯示了使用圖 4 所示補償網絡的降壓轉換器的波特圖。使用該補償網絡，開關轉換器具有 75 kHz 的帶寬、6??1° 的相位裕度和 6 dB 的增益裕度。

?

?

圖 5：使用圖 4 所示補償網絡的 Intersil 降壓轉換器的波特圖。

雖然 II 型補償網絡可以很好地工作，但可以通過實施更復雜的補償網絡來實現電源頻率響應的進一步細化，該補償網絡以類似于 II 型網絡的方式塑造增益相對于頻率的曲線，但需要事情稍微進一步。該網絡具有三個 （III） 極點和兩個（或三個）零點，被稱為 III 型。

與上述 II 類網絡一樣，低頻極點提供高直流增益以最大限度地減少直流調節誤差，并且放置第一個高頻極點以抵消輸出濾波電容器的等效串聯電阻 （ESR） 產生的零零（f ESR）。與 II 類網絡一樣，第二個高頻極點放置在交叉頻率之后，以衰減反饋環路中的開關噪聲，而不會顯著影響相位裕度。電感器和電容器導致功率級中的其他零點。

III 類補償復雜且耗時，因為它需要找到六個 R/C 值的最佳組合。電源模塊制造商 Intersil 在參考文獻 ［3］ 中為這些值的初始計算提供了一些指南。圖 6 顯示了 III 型補償網絡。該電路導致轉換器的頻率響應如圖 7 所示。重要的是補償網絡增益不超過誤差放大器的開環增益。

?

?

圖 6：III 型補償網絡。（由凌力爾特提供）

?

?

圖 7：使用圖 6 所示補償網絡的開關穩壓器頻率響應（藍色）和頻率響應 A（s）（紅色）。（由凌力爾特提供）

分析軟件

III 型補償網絡值的初始計算應僅視為指導，建議通過使用具有繪圖功能的商用分析軟件包生成實際增益和相位圖。生成增益和相位圖后，可能需要稍微更改組件值以獲得更好的響應。

所有主要的功率模塊制造商都提供軟件包，使補償網絡設計成為一個相對簡單的過程。例如，凌力爾特公司提供其 LTpowerCAD，該公司將其描述為“一個完整的電源設計工具程序，可以顯著簡化電源設計任務”。同樣，Intersil 提供其 PowerNavigator 軟件（主要用于數字電源）、Fairchild Semiconductor提供電源 WebDesigner 和德州儀器（TI） 的功率級設計工具“幫助設計最常用的開關模式電源的功率級”。

另一個可以讓工程師更輕松的選擇是選擇具有內部補償功能的芯片。缺點是失去了靈活性，因為設計人員受制于芯片供應商的補償方案，這可能不適合他或她的應用，但優點是設計更簡單、外部組件更少、材料清單 （BOM） ）。

具有內部補償的芯片示例是 TI 的LM46000降壓穩壓器。該芯片能夠在 3.5 至 60 V 的輸入電壓范圍內驅動高達 500 mA 的負載電流，以實現 1 至 28 V 的輸出。LM46000 具有 200 kHz 至 2.2 MHz 的可調開關頻率。

尋求幫助

設計基于來自半導體制造商的電源模塊的開關穩壓器似乎很簡單。所有主要供應商都為其產品提供應用電路，以確保電源在給定條件下運行。但是，最終產品可以呈現應用信息未涵蓋的一組獨特的操作條件。這種操作條件可能會暴露初始設計中的不穩定性，并需要補償網絡形式的附加電路。

補償網絡設計的細節并不重要，需要對控制理論有合理的理解，包括分析 S 平面中的極點和零點。由于缺乏經驗，很容易過度補償導致設計帶寬受限和瞬態響應差。此類設計需要額外的輸出電容來改善瞬態響應，從而增加材料清單 （BOM） 和電源尺寸。

建議沒有經驗的工程師訪問電源模塊供應商（如凌力爾特、飛兆半導體、Intersil 和 TI）的在線資源以獲得指導。此外，這些制造商都提供軟件包以減輕環路補償網絡設計的復雜性。

參考：

開關模式電源的建模和環路補償設計，”Henry J. Zhang，應用筆記 149，凌力爾特公司，2015 年 1 月。

“開關模式電源的實用反饋環路設計注意事項”，Hangseok Choi，博士，飛兆半導體，2011 年。

“為單相電壓模式降壓穩壓器設計穩定的補償網絡”，Doug Mattingly，TB417.1 技術簡報，Intersil，2003 年 12 月。

“控制回路設計”，Lloyd Dixon，德州儀器，2001 年。