開關電源內部主要損耗要提高開關電源的效率，就必須分辨和粗略估算各種損耗。開關電源內部的損耗大致可分為四個方面：開關損耗、導通損耗、附加損耗和電阻損耗。這些損耗通常會在有損元器件中同時出現，下面將分別討論。

與功率開關有關的損耗

功率開關是典型的開關電源內部最主要的兩個損耗源之一。損耗基本上可分為兩部分：導通損耗和開關損耗。導通損耗是當功率器件已被開通，且驅動和開關波形已經穩定以后，功率開關處于導通狀態時的損耗；開關損耗是出現在功率開關被驅動，進入一個新的工作狀態，驅動和開關波形處于過渡過程時的損耗。這些階段和它們的波形見圖1。

導通損耗可由開關兩端電壓和電流波形乘積測得。這些波形都近似線性，導通期間的功率損耗由式（1）給出。

控制這個損耗的典型方法是使功率開關導通期間的電壓降最小。要達到這個目的，設計者必須使開關工作在飽和狀態。這些條件由式（2a）和式（2b）給出，通過基極或柵極過電流驅動，確保由外部元器件而不是功率開關本身對集電極或漏極電流進行控制。

電源開關轉換期間的開關損耗就更復雜，既有本身的因素，也有相關元器件的影響。與損耗有關的波形只能通過電壓探頭接在漏源極（集射極）端的示波器觀察得到，交流電流探頭可測量漏極或集電極電流。測量每一開關瞬間的損耗時，必須使用帶屏蔽的短引線探頭，因為任何有長度的非屏蔽的導線都可能引入其他電源發出的噪聲，從而不能準確顯示真實的波形。一旦得到了好的波形，就可用簡單的三角形和矩形分段求和的方法，粗略算出這兩條曲線所包圍的面積。例如圖1的開通損耗可用式（3）計算。

這個結果只是功率開關開通期間的損耗值，再加上關斷和導通損耗可以得到開關期間的總損耗值。

與輸出整流器有關的損耗

在典型的非同步整流器開關電源內部的總損耗中，輸出整流器的損耗占據了全部損耗的40％-65％。所以理解這一節非常重要。從圖2中可看到與輸出整流器有關的波形。

整流器損耗也可以分成三個部分：開通損耗、導通損耗、關斷損耗。

整流器的導通損耗就是在整流器導通并且電流電壓波形穩定時的損耗。這個損耗的抑制是通過選擇流過一定電流時最低正向壓降的整流管而實現的。PN二極管具有更平坦的正向V-I特性，但電壓降卻比較高（0.7～1.1V）；肖特基二極管轉折電壓較低（O.3～0.6V），但電壓一電流特性不太陡，這意味著隨著電流的增大，它的正向電壓的增加要比PN二極管更快。將波形中的過渡過程分段轉化成矩形和三角形面積，利用式（3）可以計算出這個損耗。

分析輸出整流器的開關損耗則要復雜得多。整流器自身固有的特性在局部電路內會引發很多問題。

開通期間，過渡過程是由整流管的正向恢復特性決定的。正向恢復時間tfrr是二極管兩端加上正向電壓到開始流過正向電流時所用的時間。對于PN型快恢復二極管而言，這個時間是5～15ns。肖特基二極管由于自身固有的更高的結電容，因此有時會表現出更長的正向恢復時間特性。盡管這個損耗不是很大，但它能在電源內部引起其他的問題。正向恢復期間，電感和變壓器沒有很大的負載阻抗，而功率開關或整流器仍處于關斷狀態，這使得儲存的能量產生振蕩，直至整流器最終開始流過正向電流并鉗位功率信號。

關斷瞬間，反向恢復特性起主要作用。當反向電壓加在二極管兩端時，PN二極管的反向恢復特性由結內的載流子決定，這些遷移率受限的載流子需要從原來進入結內的反方向出去，從而構成了流過二極管的反向電流。與此相關的損耗可能會很大，因為在結區電荷被耗盡前，反向電壓會迅速上升得很高，反向電流通過變壓器反射到一次側功率開關，增加了功率管的損耗。以圖1為例，可以看到開通期間的電流峰值。

類似的反向恢復特性也會出現在高電壓肖特基整流器中，這一特性不是由載流子引起的，而是由于這類肖特基二極管具有較高的結電容所致。所謂高電壓肖特基二極管就是它的反向擊穿電壓大于60V。

與濾波電容有關的損耗

輸入輸出濾波電容并不是開關電源的主要損耗源，盡管它們對電源的工作壽命影響很大。如果輸入電容選擇不正確的話，會使得電源工作時達不到它實際應有的高效率。

每個電容器都有與電容相串聯的小電阻和電感。等效串聯電阻（ESR）和等效串聯電感（ESL）是由電容器的結構所導致的寄生元件，它們都會阻礙外部信號加在內部電容上。因此電容器在直流工作時性能最好，但在電源的開關頻率下性能會差很多。

輸入輸出電容是功率開關或輸出整流器產生的高頻電流的唯一來源（或儲存處），所以通過觀察這些電流波形可以合理地確定流過這些電容ESR的電流。這個電流不可避免地在電容內產生熱量。設計濾波電容的主要任務就是確保電容內部發熱足夠低，以保證產品的壽命。式（4）給出了電容的ESR所產生的功率損耗的計算式。

不但電容模型中的電阻部分會引起問題，而且如果并聯的電容器引出線不對稱，引線電感會使電容內部發熱不均衡，從而縮短溫度最高的電容的壽命。

附加損耗

附加損耗與所有運行功率電路所需的功能器件有關，這些器件包括與控制IC相關的電路以及反饋電路。相比于電源的其他損耗，這些損耗一般較小，但是可以作些分析看看是否有改進的可能。

首先是啟動電路。啟動電路從輸入電壓獲得直流電流，使控制IC和驅動電路有足夠的能量啟動電源。如果這個啟動電路不能在電源啟動后切斷電流，那么電路會有高達3W的持續的損耗，損耗大小取決于輸入電壓。

第二個主要方面是功率開關驅動電路。如果功率開關用雙極型功率晶體管，則基極驅動電流必須大于晶體管集電極e峰值電流除以增益（hFE）。功率晶體管的典型增益在5-15之間，這意味著如果是10A的峰值電流，就要求0.66～2A的基極電流。基射極之間有0.7V壓降，如果基極電流不是從非常接近0.7V的電壓取得，則會產生很大的損耗。

功率MOSFET驅動效率比雙極型功率晶體管高。MOSFET柵極有兩個與漏源極相連的等效電容，即柵源電容Ciss和漏源電容Crss。MOSFET柵極驅動的損耗來自于開通MOSFET時輔助電壓對柵極電容的充電，關斷MOSFET時又對地放電。柵極驅動損耗計算由式（5）給出。

對這個損耗，除了選擇Ciss和Crss值較低的MOSFET，從而有可能略微降低最大柵極驅動電壓以外，沒有太多的辦法。

與磁性元件有關的損耗

對一般設計工程師而言，這部分非常復雜。因為磁性元件術語的特殊性，以下所述的損耗主要由磁心生產廠家以圖表的形式表示，這非常便于使用。這些損耗列于此處，使人們可以對損耗的性質作出評價。

與變壓器和電感有關的損耗主要有三種：磁滯損耗、渦流損耗和電阻損耗。在設計和構造變壓器和電感時可以控制這些損耗。

磁滯損耗與繞組的匝數和驅動方式有關。它決定了每個工作周期在B-H曲線內掃過的面積。掃過的面積就是磁場力所作的功，磁場力使磁心內的磁疇重新排列，掃過的面積越大，磁滯損耗就越大。該損耗由式（6）給出。

如公式中所見，損耗是與工作頻率和最大工作磁通密度的二次方成正比。雖然這個損耗不如功率開關和整流器內部的損耗大，但是處理不當也會成為一個問題。在100kHz時，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat 的50％。在500kHz時，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat 的25％。在1MHz時，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat 的10％。這是依據鐵磁材料在開關電源（3C8等）中所表現出來的特性決定的。

渦流損耗比磁滯損耗小得多，但隨著工作頻率的提高而迅速增加，如式（7）所示。

渦流是在強磁場中磁心內部大范圍內感應的環流。一般設計者沒有太多辦法來減少這個損耗。

電阻損耗是變壓器或電感內部繞組的電阻產生的損耗。有兩種形式的電阻損耗：直流電阻損耗和集膚效應電阻損耗。直流電阻損耗由繞組導線的電阻與流過的電流有效值二次方的乘積所決定。集膚效應是由于在導線內強交流電磁場作用下，導線中心的電流被“推向”導線表面而使導線的電阻實際增加所致，電流在更小的截面中流動使導線的有效直徑顯得小了。式（8）給出了這兩個損耗在一個表達式中的計算式。

漏感（用串聯于繞組的小電感表示）使一部分磁通不與磁心交鏈而漏到周圍的空氣和材料中。它的特性并不受與之相關的變壓器或電感的影響，因此繞組的反射阻抗并不影響漏感的性能。

漏感會帶來一個問題，因為它沒有將功率傳遞到負載，而是在周圍的元件中產生振蕩能量。在變壓器和電感的結構設計中，要控制繞組的漏感大小。每一個的漏感值都會不同，但能控制到某個額定值。

一些減少繞組漏感的通用經驗法則是：加長繞組的長度、離磁心距離更近、繞組之間的緊耦合技術，以及相近的匝比（如接近l：1）。對通常用于DC-DC變換器的E-E型磁心，預計的漏感值是繞組電感的3％～5％。在離線式變換器中，一次繞組的漏感可能高達繞組電感的12％，如果變壓器要滿足嚴格的安全規程的話。用來絕緣繞組的膠帶會使繞組更短，并使繞組遠離磁心和其他繞組。

后面可以看到，漏感引起的附加損耗可以被利用。

在直流磁鐵的應用場合，沿磁心的磁路一般需要有一個氣隙。在鐵氧體磁心中，氣隙是在磁心的中部，磁通從磁心的一端流向另一端，盡管磁力線會從磁心的中心向外散開。氣隙的存在產生了一塊密集的磁通區域，這會引起臨近線圈或靠近氣隙的金屬部件內的渦流流動。這個損耗一般不是很大，但很難確定。

開關電源內的主要寄生參數概述

寄生參數是電路內部實際元件無法預料的電氣特性，它們一般會儲存能量，并對自身元件起反作用而產生噪聲和損耗。對設計者來說，分辨、定量、減小或利用這些反作用是一個很大的挑戰。

在交流情況下，寄生特性更加明顯。典型的開關電源內部有兩個主要的、存在較大交流值的節點，第一是功率開關的集電極或漏極；第二是輸出整流器的陽極。必須重點關注這兩個特殊的節點。

變換器內的主要寄生參數

在所有開關電源中，有一些常見的寄生參數，在觀察變換器內主要交流節點的波形時，可以明顯看到它們的影響。有些器件的數據資料中，甚至給出了這些參數，如MOSFET的寄生電容。兩種常見變換器的主要寄生參數見圖3。

有些寄生參數已明確定義，如MOSFET的電容，其他一些離散的寄生參數可以用集中參數表示，使建模變得更加容易。試圖確定那些沒有明確定義的寄生參數的值是非常困難的，通常用一個經驗值確定，換句話說，在進行軟開關設計時，元器件的選擇以能得到最佳結果為原則來進行。在線路圖中，合適的地方放置寄生元件非常重要，因為電氣支路只在變換器工作的一部分時間內起作用。例如，整流器的結電容只有在整流器反向偏置時會很大，而當二極管正向偏置時就消失了。表l列出了一些容易確定的寄生參數和產生這些參數的元器件，以及這些值的大致范圍。某些特殊的寄生參數值可以從特定元器件的數據資料中獲得。

印制電路板（PCB）對寄生參數的影響無處不在，好的PCB布局規則可以盡量減少這些影響。

流過尖峰電流的印制線對由任一印制線所產生的電感和電容很敏感，所以這些線必須短而粗。存在交流高電壓的PCB焊點，如功率開關的漏極或集電極或者整流管的陽極，極易與臨近印制線產生耦合電容，使交流噪聲耦合到鄰近的印制線中。通過“過孔”連接可以使交流信號印制線的上下層都流過同樣的信號。其余寄生參數的影響一般可歸到相鄰的寄生元件中。

搞清楚構成一個典型變換器的每個元器件上的寄生參數的性質，將有助于確定磁性元件參數、設計PCB、設計EMI濾波器等。這是所有開關電源設計中最難的一部分。