pwm是脈沖調(diào)制技術(shù)，對于pwm，我們或多或少有所了解。在前文中，小編對pwm控制原理、spwm控制原理有所介紹。為增進(jìn)大家對pwm技術(shù)的了解程度，本文將對單極性pwm模式以及雙極性pwm模式予以闡述。如果你對pwm具有興趣，不妨繼續(xù)往下閱讀哦。

　　一、單極性PWM模式

　　產(chǎn)生單極性PWM模式的基本原理如圖6.2所示。首先由同極性的三角波載波信號ut。與調(diào)制信號ur，比較（圖6.2（a）），產(chǎn)生單極性的PWM脈沖 （圖6.2（b））;然后將單極性的PWM脈沖信號與圖6.2（c）所示的倒相信號UI相乘，從而得到正負(fù)半波對稱的PWM脈沖信號Ud，如圖 6.2（d）所示。

　　二、雙極性PWM模式

　　雙極性PWM控制模式采用的是正負(fù)交變的雙極性三角載波ut與調(diào)制波ur，如圖6.3所示，可通過ut與ur，的比較直接得到雙極性的PWM脈沖，而不需要倒相電路。

　　與單極性模式相比，雙極性PWM模式控制電路和主電路比較簡單，然而對比圖6.2（d）和圖6.3（b）可看出，單極性PWM模式要比雙極性PWM模式輸出電壓中、高次諧波分量小得多，這是單極性模式的一個優(yōu)點。

　　單極性調(diào)制方式的特點是在一個開關(guān)周期內(nèi)兩只功率管以較高的開關(guān)頻率互補開關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關(guān)損耗。但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻［載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態(tài)均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。

　　雙極性調(diào)制方式的特點是4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產(chǎn)生了較大的開關(guān)損耗。

　　三、有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器

　　1、ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制過程分析

　　有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路功率部分如圖1所示。Q1～Q4四個功率管（內(nèi)帶續(xù)流二極管）組成一個全橋電路。其中，Q1、Q2組成超前橋臂，兩端分別并聯(lián)有吸收電容C1、C2，用來實現(xiàn)Q1、Q2的ZVS。L1為高頻變壓器的漏感。Cb為隔直電容，用來實現(xiàn)滯后臂（由Q3、Q4組成）的ZCS。

　　圖1 ZVZCSPWM全橋電路示意圖

　　在有限雙極性方法控制下，Q1～Q4的驅(qū)動時序見圖2。其中ug1、ug2為脈寬可調(diào)的定頻變寬脈沖;ug3、ug4為互補方波，頻率、脈寬固定。當(dāng)然考慮到直通的問題，ug3、ug4不能同時為1，要錯開一個固定的死區(qū)時間。ug1、ug4的上升沿（表示Q1、Q4開始導(dǎo)通）一致，ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直電容及變壓器兩端的電壓。由于超前橋臂并聯(lián)電容的存在，變壓器端電壓在下降時不會突然到零，而是有個過渡過程，其時間取決于并聯(lián)電容的大小及負(fù)載電流等條件。ip為變壓器繞組電流。ucb為隔直電容Cb上的電壓，其幅值取決于Cb大小及其它條件，Cb越小，ucb幅值越大，ZCS實現(xiàn)得越好，但同時開關(guān)管電壓應(yīng)力又增大，因此Cb不能太小，一般要讓ucb最大值小于直流輸入電壓的10%。

　　圖2 全橋電路有限雙極性控制時序及各變量響應(yīng)圖

　　電路工作過程分析如下：

　　1）t0時刻Q1、Q4同時導(dǎo)通，變壓器原邊電流ip開始上升，流向是從Q1到L1、變壓器、Cb、Q4。功率從原邊流向副邊，同時隔直電容Cb上的電壓開始上升。為了簡化分析，暫不考慮變壓器的勵磁電流和副邊電流Io的波動，因此變壓器原邊電流ip（t）為

　　ip（t）=Ipo=Io/n（1）

　　式中：n為變壓器原副邊匝比。

　　當(dāng)然，實際電路中由于副邊整流二極管的反向恢復(fù)過程，ip（t）上升沿有一個尖峰，見圖2。

　　Cb兩端電壓ucb（t）為

　　ucb（t）= -ucbp（2）

　　式中：ucbp為電容Cb上最大電壓。

　　2）在t1時刻Q1關(guān)斷，Q1的關(guān)斷是ZVS關(guān)斷，原邊電流ip通過C1（充電）、C2（放電）繼續(xù)按原方向流動。C2經(jīng)過一段時間的放電，在t12時刻C2上的電壓降到零，Q2上的反并聯(lián)二極管開始導(dǎo)通續(xù)流。此階段電容C2兩端電壓uc2（t）變化過程為

　　uc2（t）=Ipot/（C1+C2）（3）

　　并有

　　t12-t1=E（C1+C2）/Ipo（4）

　　式中：E為直流輸入電壓。

　　3）由于Cb上的電壓作用，在t2時刻環(huán)流衰減到零，原邊電流變化過程為

　　ip（t）=Ipo-ucbpt/L1（5）

　　該狀態(tài)持續(xù)時間（即環(huán)流時間）為

　　t2-t12=IpoL1/ucbp（6）

　　此時ucb（t）達(dá)到最大值UCbp。由式（2）可近似得到

　　t2-t0=2UCbpCb/Ipo（7）

　　4）在t2～t23時刻，電容Cb上的能量通過變壓器漏感對Q2的輸出電容充電，由于時間常數(shù)很小，可認(rèn)為該過程響應(yīng)速度很快，諧振過程很快結(jié)束。穩(wěn)定時Q2兩端電壓保持為UCbp。

　　5）t23時刻Q4關(guān)斷，顯然，由于此時Q4上電壓電流均為零，因此Q4是ZVZCS關(guān)斷。經(jīng)一個固定的死區(qū)時間后，在t3時刻，Q2、Q3同時導(dǎo)通，由于此時Q2兩端電壓為UCbp，由設(shè)計可保證UCbp《10%E，且環(huán)流已衰減到零，因此可近似認(rèn)為Q2是ZVZCS導(dǎo)通。而Q3是硬開關(guān)導(dǎo)通，而且Q3導(dǎo)通時其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開關(guān)工作方式下Q3導(dǎo)通時其端電壓是直流輸入電壓的一半，因此ZVZCS控制模式下Q3導(dǎo)通時輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開關(guān)狀態(tài)下大，這是這種方法最大的缺點。為了減輕該缺點所帶來的不利因素，Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。

　　6）在t3時刻之后電路工作過程和t0～t3時類似，這里就不詳細(xì)分析了。

　　2、全范圍實現(xiàn)ZVS和ZCS的約束條件

　　由式（2）可以看到，在占空比一定時，隔直電容Cb越小，UCbp越大，由式（6）可看到，變壓器漏感越小、ucbp越大，則環(huán)流時間越短，因而ZCS實現(xiàn)得越充分。將式（7）代入式（6），并設(shè)t12-t0=DT/2（D為占空比，T為開關(guān)周期），則有

　　t2-t12=4CbL1/DT（8）

　　可見在電路參數(shù)固定的情況下，環(huán)流時間是一個固定值，不依賴于負(fù)載。實驗也表明，適當(dāng)減小開關(guān)頻率，從而使DT變大，可使環(huán)流時間t2-t12減小，有利于ZCS的實現(xiàn)。

　　由式（4）可看到C1、C2越大，超前橋臂由導(dǎo)通轉(zhuǎn)截止后，C2上電壓降到零的過渡時間越長，因而ZVS實現(xiàn)得越好。而且負(fù)載越輕（Ipo越小），過渡時間越長。而移相控制由于超前橋臂上下兩個開關(guān)管的導(dǎo)通基本是互補的，因此在輕載時很難實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通。而相比之下，有限雙極性控制方法就顯出它的優(yōu)越性。如當(dāng)Q1關(guān)斷后，Q2導(dǎo)通時刻由移相控制時的t12～t3時刻推后到了t3時刻，可以充分保證只有當(dāng)Q2的續(xù)流二極管導(dǎo)通后才使Q2導(dǎo)通，從而保證全范圍的ZVS。實驗證明，在正確設(shè)計好電路參數(shù)后，超前橋臂的ZVS實現(xiàn)得相當(dāng)好。

　　3、應(yīng)用實例

　　這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器，已應(yīng)用到一種3kW（48V/50A）通信電源模塊的設(shè)計當(dāng)中。具體參數(shù)為：輸入220V/15A;輸出56.4V（最大）/53A（最大）;開關(guān)工作頻率60kHz;功率管為IRG4PC50W（高速型IGBT）;變壓器原副方匝數(shù)比為24/4;輸出濾波電感40μH;輸出濾波電容5000μF。由于沒有專用的芯片，因此采用UC3825+CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。

　　圖3 有限雙極性控制邏輯生成電路實例

　　UC3825A是一種峰值電流型控制芯片，在控制環(huán)路中加入電流環(huán)后，電源具有響應(yīng)速度快，保護(hù)迅速，源效應(yīng)和負(fù)載效應(yīng)好等優(yōu)點。模塊整機功率因數(shù)為0.99，效率90%，重約10kg。該產(chǎn)品已成功運行于某移動通信基站現(xiàn)場。