引言

當前眾多電源應用領域對交流電源的要求越來越高，傳統的電網直接供電方式在很多場合已無法滿足要求，因此，需要對電網或者其他能源處理后逆變輸出。高質量的逆變電源已經成為電源技術的重要研究對象。全橋架構又是逆變器中非常重要的架構。全橋逆變控制方式主要分為雙極性控制方式和單極性控制方式。雙極性控制是對角的一對開關為同步開關，橋臂上下管之間除死區時間外為互補開關，控制相對簡單，但是它的開關損耗高，存在很大的開關諧波，電磁干擾大，而單極性控制可以很好地解決這些問題。全橋逆變器單極性控制僅用一對高頻開關，相對于雙極性控制具有損耗低、電磁干擾小、無開關頻率級諧波等優點，正在取代雙極性逆變控制方式。但由于控制環路的延時作用，單極性控制方式的逆變器仍然受一個問題的困擾，即在過零點存在一個明顯的振蕩。單極性控制方式又包括單邊方式和雙邊方式，雙邊方式相對于單邊方式在抑止過零點振蕩方面有一定優勢，但仍然無法做到過零點的平滑過渡。為了提高逆變器的輸出波形質量，本文分析了，單極性雙邊控制方式，分析了其振蕩產生原因，并介紹一種解決過零點振蕩的方案。

1 主電路拓撲

單極性SPWM逆變器如圖1所示，由2組橋臂構成，一組橋臂（S3，S4）以高頻開關工作頻率工作，稱為高頻臂；另一組橋臂（S1，S2）以輸出的正弦波頻率進行切換，稱為低頻臂。

2 單極性雙邊SPWM控制方式

單極性逆變有兩種產生SPWM的方法，分為單極性單邊SPWM控制方式和單極性雙邊SPWM控制方式，文獻l對此有比較詳盡的介紹，這里只介紹過零點特性較好的雙邊控制方式，這種方式對于單邊控制方式仍然有效。在單極性雙邊SPSM控制方式中，給定的載波信號按正弦方式變化，三角調制波信號，當輸出電壓為正時三角波為正，輸出電壓為負時三角波為負，如圖2所示。高頻臂上管S3的開關由載波與調制波相比較決定，載波幅值大于調制波則開通，載波幅值小于調制波則關斷，除去死區時間，高頻臂上管S3與高頻臂下管S4的開關完全互補。這樣即可得到SPWM規律的高頻臂開關信號，實現逆變器的正弦波輸出。

3 過零點振蕩分析

圖3為雙邊SPWM控制方法在過零點附近的SPWM示意圖。圖中E1理論上為跟基準（電壓波形）同相位的誤差信號，由于在電壓環和電流環兩個環節中存在積分環節，實際的誤差信號E2會與基準信號相差一個相位。圖3中SPWM1是理論上的高頻臂上管（S3）的驅動信號，SPWM2則是實際的高頻臂上管（S3）的驅動信號。

1）to～t1區間 由圖3可以看到，在to～t1．區間，由于給定的低頻臂信號為高電平l，對應主電路低頻臂下管（S2）導通，圖3中SPWM對應的高頻臂上管（S3）的驅動信號，當誤差信號（E1或E2）大于三角波，比較器輸出高電平，小于則輸出低電平，以此獲得SPWM1或SPWM2。由圖3可以知道在to～t1區間，輸出正弦波由正逐漸變為O。由于E2滯后于理想的誤差信號E1，，在t1時刻正

半波向負半波轉變時E2會大于E1，造成的影響就是過零點附近實際的占空比SPWM2要大于SPWM1。理論上此時的正弦波輸出逐步減小到零，到零后再進行低頻臂的切換，而事實上并不是降到零就會進行低頻臂的切換。

2）t1~t2區間 實際的輸出誤差信號E2滯后于E1一個相位，在該相位內，誤差信號E2為正，始終大于調制波信號，因此高頻臂上管（S3）始終開通，下管（S4）始終關斷。在該時段內，SPWM偏離了正弦波調制的規律，因此輸出也就無法維持正弦波規律。這個時段與控制環的參數有關，一般在數百μs左右，表現為正弦波在過零點有一個振蕩。

4 過零點振蕩的觀察結果

以一個單極性雙邊SPWM控制的110v／25Hz逆變器為例。電流環的輸出如圖4所示，在過零點處有一個很明顯的振蕩。將該振蕩展開，如圖5所示，CHl為電流環輸出，CH2為低頻臂信號?？梢娫诘皖l臂切換后，電流環的輸出會有一個過沖，這個過沖會達到運放的飽和值，持續時間100~200μs。這個控制信號過沖在逆變輸出中的表現為過零點有一個過沖，從正向到負向的切換表現為向下的過沖，負向到正向的切換表現為一個向上的過沖，大為影響了輸出波形的平滑性。逆變輸出過零點的觀察結果如圖6。過沖的峰值達到了22V，相對于110V的峰值電壓156V，擾動相對值為14％。由實驗觀察可以比較出，電壓環在低頻臂切換點的響應很微弱，不足以造成大的振蕩。由于電流環則因為其快速反應的特性，出現了飽和現象，而電流環的輸出直接送至PWM，因此會直接反映在逆變器的輸出上。

5 解決方案

由上面的分析可知，對于單極性SPWM全橋逆變器，由于它的電流環和電壓環都存在積分環節，因此，誤差信號相對于給定信號不可避免存在一個延遲，這個延遲在非零點附近不會對系統的輸出造成影響。但是，在過零點附近，由于單極性SPWM需要換向，積分環節的延遲就會造成一個振蕩。這是由控制系統本身缺陷所致，若要消除該振蕩，就需要改進控制系統，以消除積分環節延遲的影響。

圖7所示為電流環積分電容上的電壓，在低頻臂切換后出現了一個過沖。這是因為在切換點電流環的快速切換，需要運放在大約100~200μs里傳遞一個較大的能量，而積分電容吸收了這部分能量，造成運放的輸出端不能快速地跟蹤這個轉換。因此，如果在切換點使電流環在約1001μs的時段內由積分環節變為比例環節，將會有效地避免這個充放電過程，從而避免丁運放輸出點的過沖，也避免了逆變器過零點的振蕩。

圖8提出了一種解決過零點振蕩的調整電路方案。在該過零點調整電路中引入了G1、G2信號（低頻臂的上下橋臂的驅動信號），它們在低頻臂上下橋臂切換時發出一個約100μs的脈沖，這個脈沖，將電流環上的積分電容短路，實現了切換階段的比例環節。

6 實驗結果

如圖9所示，在加入過零點調整電路后，電流環的輸出中消除了過零點的過沖。逆變器的輸出在過零點消除了振蕩現象，相對于未加過零點凋整電路，逆變器過零點非常平滑。

7 結語

單極性雙邊SPWM控制方式的全橋逆變器，因為控制環路的積分延時效應造成過零點的明顯振蕩，可以通過修改過零點階段的電流控制環特性來消除積分效應，使得逆變器輸出過零點波形平滑，提高了逆變器的輸出質量。實驗結果表明該方案切實可行。