IGBT在逆變電路中的測試與仿真，IGBT逆變器緩沖定律

　　IGBT在逆變電路中的設計與仿真：

　　1. 前言

　　全僑式逆變電路應用廣泛，國內外許多廠家的焊機都采用此主電路結構。全橋式電路的優點是輸出功率較大，要求功率開關管耐壓較低，便于選管。在硬開關僑式電路中，IGBT在高壓下導通，在大電流下關斷，處于強迫開關過程，功率器件IGBT能否正?？煽渴褂闷鹬陵P重要的作用。

　　驅動電路的作用就是將控制電路輸出的PWM信號進行功率放大，滿足驅動IGBT的要求。其性能直接關系到IGBT的開關速度和功耗、整機效率和可靠性。隨著開關工作頻率的提高，驅動電路的優化設計更為重要。

　　2. 硬開關全橋式電路工作過程分析

　　全橋式逆變主電路由功率開關管IGBT和中頻變壓器等主要元器件組成，如圖1所示快速恢復二極管VD1~VD4與lGBT1～IGBT4反向并聯、承受負載產生的反向電流以保護IGBT。IGBT1和IGBT4為一組，IGBT2和IGBT3為一組，每組IGBT同時導通與關斷，當激勵脈沖信號輪流驅動IGBT1、IGBT4和IGBT2、IGBT3時，逆變主電路把直流高壓轉換為20 kHz的交流電壓送到中頻變壓器，經降壓整流濾波輸出。

在設計緩沖電路時，應考慮到緩沖二極管內部和緩沖電容引線的寄生電感。利用小二級管和小電容并聯比用單只二極管和單只電容的等效寄生電感小，并盡量采用低感或無感電容。另外，緩沖電路的設計應盡可能近地聯接在lGBT模塊上。以上措施有助于減小緩沖電路的寄生電感。

　　圖1 全橋式逆變電路

　　全橋式逆變器的一大缺陷就是存在中頻變壓器偏磁問題，正常工作情況下，功率開關器件在工作前半周與后半周導通脈寬相等，飽和壓降相等，前后半周交替通斷，變壓器磁心中沒有剩磁。但是，如果IGBT驅動電路輸出脈寬不對稱或其他原因，就會產生正負半周不平衡問題，此時，變壓器內的磁心會在某半周積累剩磁，出現“單向偏磁”現象，經過幾個脈沖，就可以使變壓器單向磁通達到飽和，變壓器失去作用，等效成短路狀態。這對于IGBT來說，極其危險，可能引發爆炸。

　　橋式電路的另一缺點是容易產生直通現象。直通現象是指同橋臂的IGBT在前后半周導通區間出現重疊，主電路板路，巨大的加路電流瞬時通過IGBT。

　　針對上述兩點不足，從驅動的角度出發、設計的驅動電路必須滿足四路驅動的波形完全對稱，嚴格限制最大工作脈寬，保證死區時間足夠，

　　3. IGBT的開關過程動態分析

　　IGBT是MOSFET與雙極晶體管的復合器件，其驅動與MOSFET驅動相似，是電壓控制器件，驅動功率小。但IGBT的柵極與發射極之間、柵極與集電極之間存在著結間電容，在它的射極回路中存在著漏電感，由于這些分布參數的影響，使得IGBT的驅動波形與理想驅動波形產生較大的變化，并產生了不利于IGBT開通和關斷的因素。

　　IGBT開關等效電路如圖2a所示。E是驅動信號源，R是驅動電路內陰，Rg為柵極串聯電阻Cge、Cgc分別為柵極與發射極、集電極之間的寄生電容，Le是射極回路漏電感，用電感L1與二極管VD并聯作為負載。

　　圖2 IGBT開通波形

　　IGBT開通波形見圖2b。T0時刻，IGBT處于關斷狀態，柵極驅動電壓開始上升，Uge的上升斜率上要由Rg和Cgc決定，上升較快。到t1時刻。Uge達到柵極門檻值（約4~5V），集電極電流開始上升。導致Uge波形偏離原有軌跡的因素主要有兩個：一是發射極電路中分布電感Le的負反饋作用；二是柵極-集電極電容Cgc的密勒效應。t2時刻，Ic達到最大值，集射極電壓Uce下降，同時Cgc放電，驅動電路電流增大，使得Rg和R上分壓加大，也造成Uge下降。直到t3時刻，Uce降為0，Ic達到穩態值，Uge才以較快的上升率達到最大值。

　　IGBT關斷波形如圖2c所示。T0時刻柵極驅動電壓開始下降，到t1時刻達到剛能維持Ic的水下，lGBT進入線性工作區，Uce開始上升，對Cgc、Cge充電，由于對兩個寄生電容的耦合充電作用，使得在t1~t2期間，Uge基本不變。在t3時刻，Uce上升結束，Uge和Ic以柵極-發射極間固有阻抗下降為0。

　　通過以上分析可知，對IGBT開通關斷過程影響較大的因素是驅動電路的阻杭、Le和Cge。因此在設計驅動電路的時候，應選擇Cgc較小的IGBT，并通過合理布線、選擇合理電阻等方法改善開通與關斷的過程。

　　4. IGBT的實用驅動電路設計和實驗結果

　　對于硬開關觸發方式的全橋逆變器，四路驅動電路完全相同，但是各路之間在電路上必須相互隔離，以防干擾或誤觸發四路驅動信號根據觸發相位分為兩組，相位相反。圖3為一路柵極驅動電路，整流橋B1、B2與電解電容C1、C2組成整流濾波電路，為驅動電路提供+25V和-15V直流驅動電壓。光耦6N137的作用是實現控制電路與主電路之間的隔離，傳遞PWM信號。電阻R1與穩壓管VS1組成PWM取樣信號，電阻R2限制光耦輸入電流。電阻R3、R4與穩壓管VS3、VS4分別組成5.5V光耦電平限幅電路，分別為光耦和MOSFET管Q3提供驅動電平。Q3在光耦控制下，工作在開關狀態。MOSFET管Q1、Q2組成推挽放大電路，將放大后的輸出信號輸入到IGBT門極，提供門極的驅動信號。當輸入控制信號，光耦U導通，Q3截止，Q2導通輸出+15V驅動電壓。當控制信號為零時，光耦U截止，Q3、Q1導通，輸出-15V電壓，在IGBT關斷時時給門極提供負的偏置，提高lGBT的抗干擾能力。穩壓管VS3～VS6分別對Q2、Q1輸入驅動電壓限幅在-10V和+15V，防止Q1、Q2進入深度飽和，影響MOS管的響應速度。電阻R6、R7與電容C0為Q1、Q2組成偏置網絡。其中的電容C0是為了在開通時，加速Q2管的漏極電流上升速度，為柵極提供過沖電流，加速柵極導通。

　　圖3 柵極驅動電路原理

　　IGBT柵極耐壓一般在±20V左右，因此在驅動電路的輸出端給柵極加電壓保護，并聯電阻Rge以及反向串聯限幅穩壓管，如圖4所示。

　　圖4 柵極保護電路

　　柵極串聯電阻Rg對IGBT開通過程影響較大。Rg小有利于加快關斷速度，減小關斷損耗，但過小會造成di/dt過大，產生較大的集電極電壓尖峰。根據本設計的具體要求，Rg選取4.7Ω。

　　柵極連線的寄生電感和柵極與射極間的寄生電容耦合，會產生振蕩電壓，所以柵極引線應采用雙絞線傳送驅動信號，并盡可能短，最好不超過0.5 m，以減小連線電感。

　　四路驅動電路光耦與PWM兩路輸出信號的接線如圖5所示。

　　圖5 四路驅動電路光耦與PWM的兩路輸出信號的接線

　　實驗波形如圖6所示。圖6a是柵極驅動四路輸出波形。同時測四路驅動波形時，要在未接通主電路條件下檢測。因為使用多蹤示波器檢測時，只允許一只探頭的接地端接參考電位，防止發生短路燒壞示波器。只有檢測相互間電路隔離的電路信號時，才可以同時使用接地端選擇公共參考電位。圖6b是IGBT上集-射極電壓Uce波形。由于全橋式逆變電路中IGBT相互間的電路信號是非隔離的，不能用普通探頭進行多蹤示波，該電壓波形是用高壓隔離探頭測得，示波器讀數為實際數值的1/50。由波形可知，lGBT工作正常。在橋式逆變電路中影響Uce波形的，除驅動的影響外還有其他多種因素，在此不多做闡述。由實驗結果可知，該驅動電路能使主電路安全工作。

　　圖6 實驗結果波形

　　5. 結論

　　針對全橋逆變電路，用分立元件設計出IGBT模塊的驅動電路。四路驅動波形嚴格一致，相位精確，柵極信號前沿陡峭。實驗果表明：研制的驅動電路完全符合IGBT的驅動要求，能夠使IGBT可靠工作，具有一定的實用價值。

　　igbt逆變器緩沖定律：

　　1 引言

　　緩沖電路也稱為吸收電路，它是大功率變流技術中必不可少的組成部分。

　　緩沖電路的主要作用是用來控制IGBT 等功率器件的關斷浪涌電壓和續流二極管恢復浪涌電壓，減少開關損耗。充分利用IGBT的功率極限。

　　應該指出，緩沖電路之所以可以減小功率器件的開關損耗，是因為將開關損耗從器件本身轉移至緩沖器上，目的是使功率器件坦耗減少，保證安全工作，但總的開關損耗并來減少。

　　2 IGBT緩沖電路的特點和類型

　　IGBT緩沖電路和傳統GTR緩沖電路特點不同，主要表現在：①IGBT的安全工作區范圍較大，緩沖電路不需要保護抑制那種伴生達林頓GTR的二次擊穿超限，，只需控制瞬態電壓。②一般應用中，IGBT的工作頻率比達林頓GTR的工作頻率要高得多，在每次開關過程中緩沖電路都要通過IGBT或自身放電，造成總的開關損耗較大。

　　設計IGBT緩沖電路應考慮的因素主要有：功率電路的布局結構、功率等級、工作頻率和成本。

　　圖1所示為3種通用的IGBT緩沖電路。圖la所示緩沖電路由一個無感電容并在IGBT模塊的Cl和E2之間。這種緩沖電路適用于小功率等級，對抑制瞬變電壓非常有效且成本較低。隨著功率級別的增大，這種緩沖電路可能會與直流母線寄生電感產生振蕩。緩沖電路圖lb可以避免這種情況，該緩沖電路中的快恢復二極管可箝位瞬變電壓，從而抑制諧振的發生。這種緩沖電路的RC時間常數τ應設為電路開關周期的1/3左右，即：τ≈T/3=1/（3？）。但是，在功率等級進一步增大的情況下，圖lb型緩沖電路的回路寄生電感則變得很大，以至于不能有效地控制瞬變電壓。這種大電流電路可采用緩沖電路圖lc，該型緩沖電路既可有效地抑锏振蕩而且還具有回路寄生電感較小的優點，缺點是成本較高。在超大功率電路中，為了減小緩沖電路中二極管的應力，可以采取圖la，c型緩沖電路同時使用的方法。

　　圖1 通用IGBT緩沖電路圖2所示為圖lc型緩沖電路的典型關斷電壓波形。圖中起始電壓的尖峰（△V1）是由緩沖電路的寄生電感和緩沖二極管的正向恢復聯合引起的。如果緩沖二極管采用與IGBT 匹配的快恢復二極管，則該電壓尖峰主要取決于緩沖電感Ls，在此情況下，可估算出△V1為

　　△V1=Ls·di/dt （1）

　　式中 Ls——緩沖電路的等效寄生電感

　　di/dt——關斷瞬間或二極管恢復瞬間的di/dt

　　在典型的IGBT功率電路中，最嚴重情況下的di/dt接近0.02Ic/ns。如果△V1的限制已確定，則可用di/dt值來估算緩沖電路允許的最大電流為400A，△V1限定為100V，則最差情況下的di/dt約為

　　di/dt=0.02×400=8A/ns

　　用（1）式解得：Ls=△V1/di/dt=100÷8=12.5nH

　　通過上面計算我們可以得知大功率IGBT電路必須有極低電感量的緩沖電路，否則將不能很好的抑制瞬變電壓。

　　圖2 采用緩沖電蘑的典型關斷電壓波形

　　圖2所示的關斷初始浪涌電壓之后，隨著緩沖電容的充電，瞬態電壓再次上升，第二次上升峰值電壓△V2是緩沖電容和直流母線寄生電感的函數?？梢杂媚芰渴睾愣蓙泶_定△V2。

　　式中 Lp——母線寄生電感

　　i——工作電流

　　C——緩沖電容值

　　△V2——緩沖電壓峰值

　　如果已確定△V2的限定值，則對給定的功率電路可用式（2）確定緩沖電容的數值

　　實際的功率電路設計中可采用以下措施來減小所需電容值：①采用平板式匯流母線，正負極重疊在一起，中間用隔緣板隔開，以獲得最小母線寄生電感；②因為C值與關斷電流的平方成正比，所以采取必要的限流技術采限制功率電路的最大電流；③因為C值反比于△V2的平方，所以若允許△V2與IGBT的VCES之間有一定的裕度則可使緩沖電容值明顯減小。

　　表 l給出一組緩沖電路推薦設計值，其中主母線電感為表中設定的目標值，并設定di/dt=0.02Ic/ns，過沖電壓△V1=100V。以這組數值為參考可以為緩沖電路設計提供方便。