現代的電子裝置設計須提供多個不同的直流（DC）電壓，導致內部電路須透過升壓與降壓方式轉換電壓，為裝置中負責不同功能單元供電；其中，在高效率DC-DC電源轉換設計方面，以電感為基礎的轉換拓撲，以及應用于各種開關的金屬氧化物半導體場效電晶體（MOSFET）已變得相當重要。

　　電感拓撲改善DC-DC轉換效率

　　以新一代小訊號MOSFET為例，具有低汲極（Drain）/源極（Source）導通電阻（RDSon）和良好的開關性能，并采用小型扁平封裝，開啟中功率開關模式DC-DC轉換的應用新領域。儘管高效率電源亦可采用整合型方案，但系統廠考量設計靈活性和成本，仍廣泛使用外部功率開關。

　　由于電荷幫浦等應用常受到低電流的限制，對高輸出功率和高效率電壓轉換器而言，最佳解決方案是采用電感拓撲，只須稍加改動便可實現升壓、降壓或升降壓轉換器。圖1是一個簡單的DC-DC降壓轉換器電路圖，相較于線性穩壓器，該電路在理想元件應用中具有100%的轉換效能；不過，導通電阻不等于0歐姆（Ω），且電晶體開關將產生損耗與花費時間，電感因具有來自繞組導線的歐姆電阻，其磁芯也會增加損耗。

　　圖1 DC-DC降壓轉換器架構圖

　　磁芯損耗係來自磁場變化引起小磁域運動而造成的，核心材料的遲滯愈厲害，損耗相對提高；另渦流也會導致電感磁芯損耗，因磁場變化將形成電流環路，使鐵磁性材料變熱。對高頻開關來說，線路上的電流不再占據整個線路截面，反而偏向于貼近線路表面，這就是著名的集膚效應（Skin Effect），將增大電阻損耗。

　　此外，輸出電容具有剩余電阻，也會導致電能損耗和溫度上升，因二極體（Diode）最終會產生正向電壓損耗和反向電流損耗。在現實條件下，這些機制與實際情況會使DC-DC轉換器效率降至75？98%之間。

　　模擬與實作高效率DC-DC降壓設計

　　以圖1的DC-DC降壓設計為例，Q1為P通道MOSFET，做為高端開關用途，當MOSFET開啟時，L1電感上的電流線性增大：ΔIL=（ton/L1）×（VIN×VOUT）。假設VOUT恆定，開關打開時，電流持續流經二極體D1，當正向電壓VF對地時，D1陰極為負，電流以線性方式下降，C2緩衝輸出電壓值愈大，漣波愈小。

　　圖2則表示SPICE（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）模擬，高端開關整合P通道MOSFET，電源V1對其供電，電感值則選定為68μH，輸出電壓采用10μF電容進行濾波；蕭特基二極體（Schottky Diode）D1做為續流二極體。此外，N通道驅動器MOSFET Q2則透過3.3伏特（V）高位準（V2）方波發生器，從而實現開關動作。本例中，開關頻率為100kHz，并在輸出端連接一個10歐姆的負載電阻。

　　圖2 DC-DC降壓轉換器SPICE模擬圖

　　圖3係模擬結果，當Q1開啟時，流經電感的電流IL1表現出線性增大，開關節點電壓VSW幾乎等于輸入電壓；當Q1關閉時，流經電感的電流下降，開關號轉為300毫伏特負電壓，即蕭特基二極體的正向電壓，輸出電流為叁角波形的平均值，約為330毫安培（mA），輸出電壓VOUT在大約3.25伏特處保持穩定。

　　圖3 DC-DC降壓轉換器電流、開關節點及輸出電壓模擬數據

　　該例中，電流在整個開關週期內流經電感，這種模式稱為DC-DC轉換器的持續模式，輸出電壓計算公式如公式1、2；電感電壓計算方法如公式3：

　　VL=L×（dIL/dt）。。。。。。（1）

　　VL=L×（ΔIL/Δt）。。。。。。（2）

　　ΔIL=VL/L×Δt.。。。。。（3）

　　電感儲存的電量則以公式4表示：

　　E=L/2×I2.。。。。。（4）

　　對于開關關閉時的靜態模式而言，電感增加的電量須等于開關打開時損耗的電量，忽略開關和二極體正向電壓的RDSon損耗，即可得出計算ΔIL的公式5：

　　ΔIL=VIN–VOUT）×ton=VOUT×toff

　　VOUT/VIN=ton/（ton+toff）= ton/T.。。。。。（5）

　　其中，T為週期時間，工作週期為D=ton/T、VOUT=VIN×D；本例中，VOUT= 4.5V×（7.2/10）=3.24V。極端情況下，若工作週期為1，則開關始終關閉且輸出電壓等于輸入電壓；工作週期小于1，則輸出電壓的下降多少取決于工作週期係數D。

　　此時，電流漣波如公式6所示：

　　ΔIL=（VIN–VOUT）/L×ton.。。。。。（6）

　　本例的數值為ΔIL=（4.5V–3.24V）/ 68μH×7.2μs=133mA。

　　電感拓撲可輕易變換升/降壓設計

　　事實上，以電感為基礎的DC-DC降壓轉換器，只須稍為更改拓撲結構，降壓轉換器亦可成為升壓轉換器。如圖4為一個簡單的DC-DC升壓轉換器拓撲，若低端MOSFET Q1關閉，則電感上的電流會增大，可由公式7計算：

　　圖4 DC-DC升壓轉換器架構圖

　　ΔIL=VIN×ton.。。。。。（7）

　　由于陽極接地且陰極連接至C2的正電壓VOUT，二極體D1以反相模式驅動，若開關關閉，則電流IL繼續流經D1至輸出；若轉換器在靜態模式下工作，則可根據公式8、9、10計算：

　　ΔIL=VIN/L×ton=（VOUT–VIN）/L×toff.。。（8）

　　VIN×ton=（VOUT–VIN）×toff 。。。。。（9）

　　VOUT=VIN×（ton/toff+1）。。。。。。（10）

　　工作週期為D=ton/T；T=ton+toff。

　　等式的極端情況表示當D=0，即電晶體從未開啟時，輸出電壓等于輸入電壓。這時須考慮無損耗元件，意味著二極體無正向電壓，且電感無繞組歐姆電阻和先前討論的額外損耗機制。若D接近1，則輸出電壓將快速上升，這對于安全運行將有重大影響，因為高工作週期會造成MOSFET汲極電壓偏高。

　　圖5表示SPICE模擬，低端開關整合采用SOT23封裝的N通道MOSFET及蕭特基二極體，轉換器開關采用100kHz控制訊號，工作週期為0.5。至于圖6表示模擬結果，其中的曲線2代表輸出電壓，對理想元件而言，由于工作週期為0.5，輸出電壓將等于輸入的兩倍。

　　圖5 DC-DC升壓轉換器SPICE模擬圖

　　圖6 DC-DC升壓轉換器電流、電壓模擬數據

　　實際上，二極體的正向電壓會降低輸出電壓，曲線1表示N通道MOSFET的汲極電壓VD，其在接地電壓和VD（最大值）之間切換，可由公式11表示：

　　VD（max）=VIN×1/（1–D）+VF 。。。（11）

　　在本模擬案例中，工作週期D=0.5，VD（max）=2×VIN+VF。