7.5kVA單相航空靜止變流器的設計 - 全文

引言

航空靜止變流器要求可靠性高、體積小、重量輕和電氣性能好，尤其對可靠性有特別高的要求。為此，我們分析并應用一種新穎雙管正激組合變換器作為逆變器直流輸入前級，它既具有雙管正激變換器內部橋臂無直通現象、原邊開關管電壓應力低等可靠性高的優點，同時克服了雙管正激變換器由于輸出整流和續流二極管電壓應力過高、不能可靠應用于輸出高電壓場合的弱點[1][2]。靜止變流器逆變部分采用了三態滯環電流控制型逆變器，其相對于電壓控制型逆變器具有響應速度快和穩定性好的優點，其相對于二態滯環電流控制型逆變器具有輸出電壓THD低和效率高的優點[4]。

1 原理分析

7.5kV·A單相航空靜止變流器系統結構框圖，如圖1所示，它由三相不控整流橋、雙管正激組合DC/DC直流變換器和三態滯環電流控制型單相逆變器三部分構成。直流變換器把不控整流橋輸出的脈動直流電壓240～300V提高到360V，以滿足逆變器最低輸入電壓幅值的要求。

1.1 DC/DC變換器原理分析

在雙管正激變換器及其隔離式直流變換器中，由于副邊輸出整流和續流二極管的電壓應力與輸出電壓成正比，快恢復二極管電壓應力越高，其關斷時反向恢復過程產生的電壓尖峰和熱應力問題就越嚴重，危及二極管的安全運行，因此，副邊輸出二極管是隔離式變換器輸出高壓時的最薄弱環節。變壓器副邊輸出續流快恢復二極管電壓定額等級越高，往往其反向恢復時間就越長[5]，反向恢復過程中變壓器漏感儲能也就越大；當反向恢復過程結束時，產生的加在該續流二極管上的電壓尖峰就越高。另外，副邊輸出續流二極管反向恢復時間越長，變換器輸出占空比丟失現象就越嚴重，須增加變壓器副邊匝數，導致進一步增大輸出整流和續流二極管電壓應力。因此，提高變換器輸出高壓時的可靠性，關鍵是降低副邊輸出二極管的電壓應力。通過串聯二極管以及另加吸收電路的方式，雖可以降低二極管電壓應力，但串聯時的均壓電容和吸收電容會增大變壓器原邊的開關管電流應力，并且可能會引起變壓器漏感和均壓電容的振蕩；另外，阻容吸收電路的功耗也降低了整個變換器效率。

為了有效降低變壓器副邊輸出二極管電壓應力，我們采用了一種新穎雙管正激組合變換器[2][3]。如圖2所示，變壓器原邊輸入端4路雙管正激交錯并聯、副邊輸出端采用先并聯后串聯的組合形式。

圖2

該組合變換器輸入、輸出電壓關系式為

Vo=4N(2L)DVin （1）

式中：Vin和Vo分別為輸入和輸出電壓；

D為功率開關管（Q1～Q8）的導通占空比；

N（2L）為高頻變壓器（T1～T4）副邊與原邊的匝數之比。

副邊輸出續流二極管（D10及D14）電壓應力VF（2L）為

VF(2L)=N(2L)Vin （2）

副邊輸出整流二極管(D9，D11～D13)電壓應力VR(2L)為

VR(2L)=2N(2L)Vin （3）

而對于雙管正激變換器，其輸出電壓Vo、副邊整流二極管電壓應力VR(1L)和副邊續流二極管電壓應力VF(1L)分別如式（4）～式（6）所示[1]。

Vo=N(1L)DVin （4）

VR(1L)=N(1L)Vin （5）

VF(1L)=N(1L)Vin （6）

式中：N(1L)為雙管正激變換器的高頻變壓器副邊與原邊的匝數之比。

當兩種變換器輸入、輸出電壓及導通占空比均相同時，由式（1）～式（6）可得關系式

式（7）及式（8）表明，新穎組合變換器副邊輸出續流二極管電壓應力僅為雙管正激變換器對應副邊二極管的1/4，大大降低了二極管耐壓等級。為此，我們采用了耐壓為600V的快恢復二極管DSEI30-06A作為副邊續流二極管，其反向恢復時間為35ns，且無須另加阻容吸收電路，其電壓尖峰不超過350V。因此，該新穎組合變換器可以可靠地應用于輸出高電壓場合。

1.2 DC/AC逆變器原理及其主要參數分析

三態滯環控制電流型逆變器系統框圖，如圖3所示。它由電壓外環和電流內環構成，電流內環對電流進行調節控制，使之逼近給定信號，從而提高系統的動態性能；電壓外環產生的誤差信號作為電流內環的給定，從而達到穩壓目的，使系統具有優良的電氣性能。其主電路拓撲如圖4所示，濾波容Cf兩端為輸出電壓。設Ig為電流給定信號，Δ為滯環寬度，則三態滯環控制過程如下：

Ig>If＋Δ，Q1及Q4同時導通，If上升（即＋1態）；

If－Δ

逆變器濾波電感Lf在滯環控制中的主要作用是，和濾波容Cf一起濾除輸出高次諧波；作為積分環節，為電流閉環控制提供斜坡積分函數而參與控制。其取值不僅影響輸出波形，還影響系統的動態性能。Lf過大，使電感電流追蹤不上電流給定的變化，導致系統失調。Lf過小，盡管可以改善系統的動態性能，但電流脈動增大，影響輸出波形質量。從逆變器輸入、輸出特性及工作原理，可得濾波電感要滿足式（9）及式（10）[3][4]。

式中：vOmax為輸出電壓峰值；

ω為輸出電壓角頻率；

Igmax為電流給定信號最大值；

ton為導通時間；

ΔiLfmax為電感電流的最大脈動量。

逆變器濾波電容Cf的作用是濾除輸出高頻成分，其值取大一些可減小輸出電壓的THD，但會增大開關管及其它器件的電流容量；其值過小，輸出波形的THD會增大。綜合考慮，Cf應滿足式（11）。

Cf<(αIomax/ωVo) （11）

式中：系數α工程上取0.5左右為宜。

滯環寬度Δ太小會增加功率管的開關頻率，增大開關損耗；如太大，電感電流脈動增大，輸出波形變差；一般取電感電流的10％左右作為其對應的Δ值[3][4]，其最終選取須通過實際調試加以確定。

2 實驗與結果

我們研制的某型號單相航空靜止變流器輸入、輸出主要電氣指標和參數如下：

三相交流（400Hz）供電，輸入相電壓Vin=115±11.5V；

輸出電壓Vo為AC 216～222V/50Hz；

額定輸出功率為7.5kV·A，短時（連續2min）

最大允許輸出功率為11.25kV·A；

輸出電壓THD<5％。

DC/DC變換器如圖2所示，主要電路參數如下：

輸出濾波電感L1=L2=160μH；

輸出濾波電容C2=C3=470μF；

開關頻率fs=50kHz；

高頻變壓器（T1～T4）原、副邊匝比為20：18；

副邊輸出續流管(D10和D14)采用快恢復二極管DSEI30-06A，耐壓600V；

副邊整流管（D9及D11～D13）采用快恢復二極管DSEI30-10A，耐壓1000V；

功率開關管（Q1～Q8）采用IXFB80N50Q2，環境溫度25℃時額定電流為80A，額定電壓500V。

DC/AC逆變器如圖4所示，主要電路參數如下：

主功率管IGBT（S1～S4）采用BSM-150GB-60DLC，額定電流150A，額定電壓600V；

濾波電感（Lf）的電感量為1mH；

濾波電容（Cf）的電容量為80μF。

單相航空變流器帶阻性額定負載（如圖5所示）時，主要實驗波形如圖6～圖9所示。其中，圖6為DC/DC變換器開關管Q1觸發脈沖電壓信號和輸出續流二極管D10電壓波形，二極管D10最大電壓應力為350V（考慮關斷電壓尖峰）；圖7為逆變器二橋臂間的調制電壓波形和輸出電壓波形；圖8為逆變器輸出濾波電感Lf的電流波形，濾波電感電流的脈動量由滯環寬度決定；變流器額定負載時輸出電壓波形的THD=0.533％，輸出電壓波形各次諧波分析如圖9所示。