如圖 3-4?所示，由于變流器放置在開關的右上方，因此其只檢測開關電流（只是電感電流的上升部分）。數字控制實施時，在時間 Ta 的 PWM 中間測量該開關電流信號。它是一個瞬時值，在圖 3-4?中以 Isense 表示。僅當該電流為連續電流時，測得開關電流 Isense 才等于平均 PFC 電感電流（請參見圖 3）。該電流變為如圖 4?所示非連續電流時，Isense 不再等于平均 PFC 電感電流。為了計算電感平均電流，應該建立某個開關時間期間中間點檢測電流 Isense 和平均電感電流之間的關系，并且這種關系應該同時適用于連續導通模式 (CCM) 和非連續導通模式 (DCM)。

就一個穩態運行的升壓型轉換器而言，升壓電感的第二電壓應在所有開關期間都保持平衡：

?方程式 (1)

其中，Ta 為電流上升時間（PWM 導通時間），Tb 為電流下降時間（PWM 關閉時間），VIN 為輸入電壓，而 VO 為輸出電壓，并假設所有電源器件均為理想狀態。

由圖 3-4，我們可以通過 Isense 計算出電感平均電流 Iave：

?方程式 (2)

其中，T 為開關時間。

將（1）和（2）組合，我們得到：

?方程式 (3)

通過方程式 3，平均電感電流 Iave 表示為瞬時開關電流 Isense。理想電流 Iave 和 Isense 為電流控制環路的電流基準。檢測到現實瞬時開關電流后，將其與該基準對比，誤差被發送至一個快速誤差 ADC (EADC)，最終將數字化的誤差信號發送至一個數字補償器，以關閉電流控制環路。

總諧波失真 (THD) 和功率因數 (PF) 是兩個判定 PFC 性能非常重要的標準。一個好的環路補償器應該具有較好的 THD 和 PF。但是，PFC 的輸入范圍如此之寬，其可以從 80 Vac 擴展至高達 265 Vac。低線壓狀態下擁有較高性能的補償器，在高線壓狀態下未必能夠較好地工作。最佳方法是根據輸入電壓相應地調節環路補償器。這對一個模擬控制器來說可能是一項不可能完成的任務，但對于如 UCD3020 等一些數字控制器來說，則可以輕松地實現。

這種芯片中的數字補償器是一種數字濾波器，其由一個與一階 IIR 濾波器級聯的二階無限脈沖響應 (IIR) 濾波器組成。控制參數即所謂的系數，均保存在一組寄存器中。該寄存器組被稱作記憶槽。共有兩條這種記憶槽，每條可存儲不同的系數。只有一條記憶槽的系數有效，用于補償計算，而另一條則處于未激活狀態。固件始終都可以向未激活的記憶槽加載新的系數。在 PFC 運行期間，可在任何時候調換系數記憶槽，以便允許補償器使用不同的控制參數，適應不同的運行狀態。

有這種靈活性以后，我們可以存儲兩個不同的系數組（一個用于低線壓，另一個用于高線壓），并根據輸入電壓調換系數。環路帶寬、相位余量和增益余量都可在低線壓和高線壓下得到優化。利用這種動態調節控制環路系數，并使用固件來對變流器可能出現的偏移量進行補償，可以極大地改善 THD 和 PF。圖 5-6?是一些基于 1100W 無橋接 PFC 的測試結果，低線壓時 THD 為 2.23%，高線壓時 THD 為 2.27%，而 PF 分別為 0.998 和 0.996。

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圖 5 低線壓的 VIN和IIN 波形（VIN = 110V, 負載= 1100W, THD = 2.23%, PF = 0.998）

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圖 6 高線壓的VIN和IIN波形（VIN = 220V, 負載= 1100W, THD = 2.27%, PF = 0.996）

每個 PFC 在輸入端都有一定的電磁干擾 (EMI) 濾波器。EMI 濾波器的 X 電容器會引起 AC 輸入電流引導 AC 電壓，從而影響 PF。在輕負載和高線壓狀態下，這種情況變得更糟糕。PF 很難滿足嚴格的規范。要想增加輕負載的 PF，我們需要相應地強制電流延遲。我們如何實現呢？