摘要：結合模擬電壓倍增器，可以方便地測量顯示在負載消耗的功率IC的高邊電流檢測放大器。一個乘法器輸入連接到負載電壓，和對方一內部模擬的負載電流，也就是說，一個成比例的電壓由內部電流檢測放大器生產。乘法器的輸出(VLIL)是那么一個負載功率成正比的電壓。

　　一個IC，它結合了高邊電流檢測和模擬電壓倍增放大器(MAX4211)可以很容易地測量負載消耗的功率。一個乘法器輸入連接到負載電壓，以及對一個負載電流，即一成比例的電壓由內部電流檢測放大器產生的內部模擬等。乘法器的輸出(VLIL)是那么一個負載功率成正比的電壓。

　　內部乘數還可以啟用額外的精度高邊電流測量方法，用于該電流信號由AD轉換器數字化應用。無論是ADC的參考電壓是內部還是外部的ADC，數字化的負載電流測量精度取決于強烈的準確性和穩定性的引用。

　　為了盡量減少此電壓基準精度的依賴，連接乘法器的輸入通過外部電阻分壓器(圖1)參考電壓。電流測量，然后比例：任何錯誤或參考電壓漂移對ADC的輸入比例的影響，從而實現了由參考電壓引起滿量程誤差階取消。顯示可以測量的應用范圍廣泛的電池充電和放電電流的電路，它同樣適用與內部參考電壓的ADC驅動的R1 - R2的分。

　　圖1。該電路采用了高側功率/電流監控器(MAX4211)，加上與外部參考電壓來測量電池的充電電流的ADC。欲了解更多信息請登錄電子發燒友網(http://www.3532n.com)

　　該集成電路的乘數輸出(功率輸出)飼料16位ADC的輸入電壓范圍為0V至VREF。 VREF時，由一個外部電壓調節器在這里，應該介于1.2V和3.8V的(3.8V的在這種情況下)。乘法器輸入必須限制在一個范圍為0V至1V，這是分裂與R1/R2電阻分壓器3.8V的參考電壓來完成。 R2為1kΩ的假設和R1 =2.8kΩ，則當VIN = 1V的。該集成電路擁有25間VSENSE的和IOUT增益，從某種意義上講電壓范圍(VSENSE的)的0V至150mV的，它產生(在兩個功率輸出和IOUT)范圍中的一個為0V輸出為3.75V。

　　因此，功率輸出使用(而不是輸出電流)賦予的優勢：ADC，這是成正比的負載電流信號，通過VREF的縮放。下面的公式涉及的功率輸出，/到ILOAD的，RSENSE的，和R1和R2的值VREF的比例：

　　功率輸出/的VREF = ILOAD的× × 25 × RSENSE的VREF的× R2的/(R1的右二)/的VREF = ILOAD的× × 25 × RSENSE的R2的/(R1的右二)

　　請注意，ADC的輸入到ADC的滿量程(功率輸出/ VREF)的比例并不取決于VREF的精度。

　　當前測量總體精度取決于許多因素：電阻容差，放大器增益誤差，電壓偏移和偏置電流，參考電壓精度，ADC的錯誤，并與所有上述溫度漂移。該電路只提高了消除這些問題的原因，一個不準確的參考電壓的精度。 VREF是受到至少三種誤差來源：

　　初步直流誤差為標稱值的百分比

　　VREF的變化與負載

　　隨溫度變化的VREF

　　一個乘數的輸入(IN)的溫度曲線圖，VCC = 5V時和VSENSE的常數為100mV，顯示了溫度對參考電壓(圖2)的影響。要看到，在功率輸出，輸出比例的優勢，比較功率輸出/ VIN的比例及其與輸出電流/ Vin比理想的線性，其線性理想，因為它們與溫度(圖3)各不相同。請注意，比例功率輸出，輸出(上)不偏離。欲了解更多信息請登錄電子發燒友網(http://www.3532n.com)

　　圖2。 VIN的溫度曲線為圖1電路

　　圖3。功率輸出/ VIN和輸出電流/ VIN的對比圖1電路的溫度，與VSENSE的= 100mV的