基于NCP1651控制器的90W反激式單級PFC變換器原理與設計

NCP1651是一種單級功率因數控制器。介紹了NCP165l的結構、主要特點及基于NCPl651的90W通用輸入單級PFC變換器原理與設計。

關鍵詞：NPCI65l；單級PFC；控制器；反激拓撲；設計

0 引言
　　單級PFC的基本拓撲及其工作原理在《電源技術應用》等學術期刊中，已有許多文章對其進行了介紹。盡管單級PFC電路儀需一個功率升關，電路拓撲簡單，效率較高，但單級PFC的實用電路卻非常少見。眾所周知，用于兩級PFC電路的控制器lC品種和型號非常多，相關設計技術早已十分成熟，而單極PFC專用控制器芯片，長時間沒有問世。迄今為止，單級PFC控制IC僅有兩款：一個是數字單級PFC控制器iW2202，另一個則是安森美半導體公司推出的NCPl651。NCPl65l是一種適用于反激式拓撲的單級PFC控制器。基于NCPl65l的反激式隔離變換器，可提供中、高DC輸出電壓和50～250W的輸出功率，滿足IEC1000-3-2諧波電流限制要求，并能將初級側電壓限制在700V之內。

1 NCPl65l的結構與主要特點
　　NCP1651采用16引腳SOIC封裝，其中引腳14和15未連接。NCP1651的芯片電路組成與NCPl650的內部結構存在很多相同之處，其內部結構框圖如圖1所示。



　　NCP165I的各個引腳功能見表1。

　　NCPl65l是一種固定頻率平均電流模式PWM單級PFC控制器，被用作驅動工作在連續導電模式(CCM)或不連續導電模式(DCM)的反激變換器拓撲，并編程平均輸入電流跟隨AC線路電壓。利用平均電流模式控制CCM算法，可以限制峰值初級電流，提供接近于1的功率因數。固定頻率操作，能使輸入濾波器電路設計簡化。NCPl65l內置高精度專利乘法器，與傳統模擬乘法器比較，具有更優異的性能。NCPl65l提供逐周峰值和平均電流限制、Vcc欠電壓鎖定和過溫度(門限為160℃，帶30℃滯回)關閉等保護功能。NCP1651內置高壓啟動電路，可直接連接到橋式整流器輸出端工作。在IC開始工作后，高壓啟動電路截止。
　　NCPl651的推出，標忐著單級PFC技術開始在中、低功率電平上進入了實用化階段。

2 基于NCPl65l的90W單級PFC變換器原理與設計
2.1 基于NCPl65I的90W通用輸入單級PFC變換器電路及其工作原理
　　由NCPl651組成的90W通用輸入單級PFC反激式變換器電路如圖2所示。該變換器的AC輸入線路電壓范圍為85～265V．DC輸出電壓為48V，工作在CCM方式。


　　在系統加電之后，橋式整流器(D1～D4)輸出經D7對電容C16充電。當C16上的電壓達到17V的門限電平時，IC1(NCPl651)腳16導通，內部高壓啟動電路中的電流源從腳13流出，對連接在變壓器T1偏置繞組(⑦與⑤之間)上的電容C21充電。當C21上的電壓超過10.8V的導通門限電壓時，IC1啟動，變換器開始工作，IC1引腳Vcc上的所需電流，由T1偏置繞組、D9、C21和齊納二極管D15組成的輔助電源供給。在TC1開始工作后，內部高壓啟動電路則截止。IC1的振蕩器頻率由腳3上的電容C3值確定。在C3=470 pF的條件下，開關頻率為100 kHz。
　　S1源極電阻R5用作感測初級電流。在S1漏極上連接的阻尼電路中，D13和D14為瞬態電壓抑制(TVS)二極管。前者擊穿電壓為214V，后者擊穿電壓為68V。IC1腳8上連接的晶體管Q1等組成外部關閉電路。次級側的IC3(MC3303)為四運算放大器芯片。其中，lC3B作為誤差放大器使用，lC3D被配置成差分放大器，IC3A和IC3C分別配置為輸出欠電壓和過電壓比較器。IC2(TL431)為lC3B的同相端(腳5)和IC3A的反相輸入端(腳2)提供2.5V的參考電壓。輸出電壓(U0)經R33、R23和R24、R25組成的分壓器分壓，將誤差放大器IC3B反相輸入端(腳6)上的電壓設置在2.5V。
　　電壓調節環路的工作過程是：當輸出電壓低于其額定值(48V)時，在IC3B腳6上的電壓將低于腳5上2.5V的參考電壓，致使TC3B輸出電壓增加，光耦合器LED電流減小，從而引起光耦合器晶體管電流減小，IC1腳8上的電壓升高。而IC1腳8上電壓的提高，使內部參考乘法器輸出增加，NCPl65l的PWM占空比增加。
　　欠電壓比較器IC3A為光耦合器IC4提供驅動。在出現欠電壓情況時，IC3A輸出變低，IC4中LED電流減小，使NCPl651進入高占空比狀態，迫使輸出電壓升至欠電壓限制電平以上。
　　過電壓比較器IC3C的輸出與IC3B的輸出進行“或”運算。在過電壓情況下，IC3C輸出變為OV，使IC4中LED電流達到最大值，占空比減小到零，直到輸出電壓降至過電壓限制電平以下。
　　IC3D被配置成差分放大器，用于感測DC輸出電流，提供一個經二極管進行“或”運算的信號進入反饋分壓器。過載電流限制被設置在滿載的125％，即(P0/U0)1.25=(90/48)×1.25=2.34A。電阻R31和R32用作感測輸出電流，R29、R30用作設置電流感測放大器增益。放大器增益為：

　　G=(R29/R30)+1=(3kΩ/0.3kΩ)+1=11

　　放大器輸入電壓為：2.34A×(R31+R32)=2.34×0.14Ω=0.33V。差分放大器輸出電壓為：0.33V×G=0.33V×11=3.63V。
　　當輸出負載電流增加時，電流感測放大器輸出也相應增加。當放大器輸出電壓與_二極管D12的電壓降之差值高于2.5V時，誤差放大器IC3B反相輸入端上的電壓被拉高，IC3B輸出電壓降低，IC4中LED電流增大，lC4中晶體管電流相應增加，NCPl65l腳8上的電壓降低，占空比減小，從而實現限流過載保護。
2.2 主要元件的選擇
　　在功率元器件選擇時，需要考慮初級側電流。當變換器在CCM工作時，電流波形如圖3所示。
　　　　　　　　

　　在MOSFET(S1)導通期間，電流在初級側流動。在MOSFET關斷期間，電流在次級側流動。


2.2.2 變壓器的選擇
　　變壓器T1是反激變換器中的關鍵元件。變壓器初級與次級繞組之間的匝數比n=Np/Ns，直接影響初級側的電壓值。為了減小漏感產生的尖峰脈沖電壓，應盡可能降低變壓器漏感。
　　為了減小輸出反射到初級的電壓，選擇匝數比n=4，初級Np=76匝，次級Ns=19匝。
　　為了減小漏感．選擇TDK SRW42EC-U04H1/4寬窗口磁心，以減少繞組層數。同時，為了增強耦合，初級與次級繞組交錯是有利的。具體繞制方法是：先繞初級的45匝(一層)，接著繞次級19匝，然后再繞初級剩下的3l匝。按該法繞制，漏感僅為9μH。初級繞組的電感值Lp=1 mH。

　　如果把76匝初級繞組分兩層繞完后再繞次級繞組19匝，漏感值將增加到37μH。
2.2.3 功率MOSFET(S1)的選擇
　　MOSFET的選擇，首先應確定其額定值電壓(VDS)。在MOSFET關斷期間，漏極與源極之間的峰值電壓為：


　　式中：Uin(max)=265V；
Uf為次級整流二極管(D5)的導通壓降，Uf=0．7V；
Uspke為漏感產牛的尖峰脈沖電壓，選擇
Uspike=130V，有足夠的安全余量。
　　將已知數據代入式(4)得：


　　S1可選擇SPAlIN80C3型N溝道MOSFET，其額定電壓UDS=800V，額定電流ID=11A，導通態電阻RDS(on)=4．5Ω。
2.2.4 輸出電容器的選擇
　　輸出電容Co值由式(5)確定：


　　式中：TH為所需保持時間，即AC線路的周期時間，TH=1／50Hz=O．02s；
Uo(min)為最小輸出電壓，選擇Uo(min)=33V。
　　將相關數據代入式(5)得：

　　Co用兩個1500μF/63V的電容并聯而成，即在圖2中，C22=C23=1500μF。
2．2．5 電流感測電阻R5的選擇
　　電流感測電阻R5的計算公式是：


　　電路中其它元件，可根據NCPl65l的芯片電路組成和電氣參數確定其數值。

3 結語
　　基于單級PFC控制器NCPl651的90W通用輸入反激式變換器，儀需用一個功率開關和較少量的元件，就能獲得高輸入功率因數和低輸入電流THD。在115V的AC輸入電壓和滿載下，變換器PF=O．998，THD=3．12％；在230V的AC輸入和滿載下，PF=O．97l，THD=6．8%。從85V到230V的AC輸入和從無載到滿載變化時，輸出電壓調節率小于O．02％，輸出電壓紋波僅為2VP-P。NCPl651為設計分布式電源獲得單級PFC和步降變換，提供了行之有效的創新方案。