高性能電子鎮流器系統及其專用集成控制器

A High Performance Electronic Ballast and Its Special Integrated Controller

摘要：討論高性能電子鎮流器系統必需具備的電路結構、功率因子校正電路的基本原理，介紹美國微線性公司（MicroLinearCorporation）的電子鎮流器專用集成控制器及其構成的高性能電子鎮流器電路。

Abstract: Circuit structure essential for a high performance electronic ballast system, and fundamental circuits of power factor correction were discussed first. After that, a series of special electronic ballast integrated controllers of Micro Linear Corporation and a high performance electronic ballast system were described.

關鍵詞：電子鎮流器功率因子校正集成電路控制器

Keywords： Electronic ballast， Power factor correction， Integrated circuit controller

　　1引言

1997年10月1日，我國“綠色照明工程”正式啟動，這是照明技術領域內一項重大決策和舉措，必將對我國的能源、電光源和照明技術，甚至環境保護等各個領域產生巨大影響。

　　據國家經貿委人士稱：我國將把采用電子鎮流器和緊湊型熒光燈組成的一體化節能燈取代白熾燈作為“綠色照明工程”的重要目標，“九五”期間，將推廣各種節能燈3億只以上，形成終端節電220億度的能力，相當于節約電力建設資金(490～630)億元，扣除節電投入，實際可減少社會支出(300～400)億元。又據信息產業部有關專家認為，在相同光通量條件下，節能燈比白熾燈可節約電能80％，用于購買節能燈的費用，在(8～10)個月的電費節余中就可以收回。普通家庭和企事業單位、賓館飯店、商業系統等使用電子節能燈，比白熾燈更為合算。但是，目前在工頻下工作的老式電感鎮流器，普遍存在耗能高、效率低、體積大，需大量銅材等缺點。所以，國家已把高頻電子鎮流器取代傳統電感式鎮流器定為一項政策。目前，市場上出現了一些電子鎮流器，表1列出這些電子鎮流器的性能比較。按照國際電工委員會標準IEC929和我國的專業標準ZBK74012—90關于電子鎮流器在“正常情況下使用時，應使燈啟動，但不對燈性能造成損害”；“施加陰極預熱電壓的最短時間應不少于0.4s”和“開路電壓的波峰系數不得超過1.8；在最低預熱期間，不得產生即使是極窄的、不影響有效值的電壓峰值”等規定，則表1中所列，除高檔電子鎮流器外，均屬不合格產品。特別要強調的是，早在1982年，國際電工委員會（IEC）就制定了名為“家用設備及類似電器設備對供電系統干擾的標準”，即IEC555－2標準。1987年，歐洲也制定了類似的EN60555－2標準。兩個標準都嚴格限定了設備的功率因子必須接近1，而且還明確作出300W以上設備，自1992年起；300W以下設備，自1994年起，凡不符合標準的產品不準銷售的規定。鑒于功率因子低造成的危害極大，強行貫徹電子設備和產品的功率因子必須接近1的規定非常重要，也非常必要，國內現在雖尚無相應標準，但可以確信相關標準的出臺是遲早的事。高性能電子鎮流器自然亦不例外。

表1低、中、高檔電子鎮流器簡要比較

我們認為，高性能電子鎮流器應該是既具有功率因子校正，同時兼備燈管燈絲預熱、燈光調節和燈電路保護等功能，且完全符合IEC555－2及類似標準的產品，為此，本文就高性能電子鎮流器必須具備的電路結構和功率因子校正電路的基本原理作簡要討論，著重介紹美國微線性公司的電子鎮流器專用集成

控制器ML4831，ML4832，ML4833及由其構成的高性能電子鎮流器電路。

2高性能電子鎮流器的電路結構

　　電路結構如圖1所示。圖中RFI和EMI濾波器將來自電網的傳導射頻干擾和電磁干擾濾除，同時阻礙鎮流器電路產生的傳導射頻及電磁干擾進入電網。橋式整流電路將輸入交流變換成直流。功率因子校正電路則起改善輸入交流電流波形的作用，確保輸入電流正弦化并與輸入電壓同相位，實現功率因子接近或等于1。逆變電路完成直流高壓向高頻交流的變換，通過燈電路網絡將輸入功率最終傳輸給熒光燈管。燈網絡除了傳遞電功率之外，還將實施熒光燈燈絲的預熱、燈管工作狀態信號的取樣和反饋。燈工作狀態的反饋信號取自功率因子校正電路和調光信號，經控制電路處理得到正確的逆變電路中開關器件的驅動脈沖。

圖1高性能電子鎮流器的電路結構

2.1功率因子校正電路

系統的功率因子（PowerFactor，PF），定義為

PF=γcosφ1(1)

式中γ=I1/IRMS，是輸入電流的基波有效值與輸入總電流有效值之比，稱電流的失真因子（DistortionFactor,DF），φ1為基波電流與電壓的相移角。

　　如果系統的輸入電壓與電流無相移（即系統為純電阻性），且無任何諧波分量（即DF=1），該系統的PF必然等于1。遺憾的是，目前絕大多數電子設備與工頻電網相接的輸入整流濾波單元都采用不控二極管和大容量電解電容器組成，網側電流的瞬時值相當高（一般約為IRMS的2倍～3倍），持續時間非常短（通常不超過4ms），呈嚴重非正弦化特征，故系統的PF遠低于1。功率因子校正就是針對傳統不控整流電路的弊病，采取相應的電路措施，在提高系統DF值的同時，盡量減小輸入基波電流和電壓的相移，最終實現PF值等于1的目標。圖2所示為電子鎮流器中常用的升壓型有源功率因子校正電路。控制電路以輸入電壓信號作基準，輸入電流和輸出電壓信號的乘積作調制源，得到正弦脈寬調制（SPWM）信號給升壓型DC/DC功率變換電路，以調節功率開關的通、斷時間比，最后獲得穩定的直流高壓。升壓型功率變換電路中的功率開關器件，由于在控制電路輸出的SPWM信號驅動下高速通、斷，故可確保流經與整流橋相串聯的電感中的電流波形為正弦波，且與輸入電壓同相，從而得到系統輸入電流的失真因子γ=1和φ1=0,即cosφ1=1,實現系統功率因子為1。

圖2電子鎮流器中的PFC電路

2.2逆變電路

逆變電路最主要的功能是將經功率因子校正電路輸出的高壓直流變換為供熒光燈使用的高頻交流。圖3所示為電子鎮流器中最常用的電流饋送推挽零電壓開關（ZeroVoltageSwitching，ZVS）諧振逆變電路及其相關波形。圖中功率MOSFET推挽管（V1和V2）在占空比為50％的驅動脈沖驅動下交替地通、斷，并在功率變壓器初級電感和電容構成的并聯諧振回路中電流過零時換向，實現零電壓開關（ZVS），對高壓直流實行斬波。零電壓開關能消除與MOSFET管的輸出電容和寄生電容充電相關的開關損耗，而且柵極驅動電荷最小，有利于減少柵極的損耗。圖3右側所示為功率變壓器初級所呈現的電壓和流過的電流波形。由于功率變壓器次級耦合得到的高頻交流是直接饋送至燈路網絡的，故燈電流（即功率變壓器次級電流）與逆變電路的輸出電流（即功率變壓器初級電流）不存在相移。考慮到燈網絡的總阻抗在高頻時會減小，以及熒光燈自身的負阻特性，可以發現隨著燈電流的減小（相當于燈的光強減弱），逆變電路的

圖3電流饋送推挽ZVS諧振逆變電路及相關波形

輸出電流將會增加。

2.3燈電路網絡

　　燈電路網絡除須將逆變電路輸出的高頻交流功率輸送給燈管，完成電－光的高效轉換外，還包括諸如燈絲預熱、燈電流檢測反饋以及整個電子鎮流器系統的輔助供電源等功能。圖4為實用雙燈管燈電路網絡的實例。圖中功率變壓器T初級接逆變電路，通過電容直接向燈管輸送燈正常發光所需的燈電流，次級繞組則向燈管提供預熱和維持工作的燈絲電流。電流互感器TA執行對燈電流的檢測和傳感，通過燈電流的變化隨時將有關燈工作情況的信號送往控制電路。控制電路可根據燈電流的大小（甚至包括燈管脫連和斷路），判斷燈的發光強弱，然后向逆變電路發送相應的控制信號。

圖4燈電路網絡示例

2.4控制電路

　　高性能電子鎮流器專用的控制電路應該具有包括功率因子校正、燈光調節、開燈預熱、燈管斷路警報、燈再起動程序調控等一系列功能。目前，國內外器件市場上出現的一些供電子鎮流器用的集成電路控制器，基本上多是以PFC控制為主，適當添加燈路控制功能，或通過外部電路實施燈路控制的產品。相關產品列于表2，以供參考。值得強調的是，表2所列產品中，真正稱得上高性能電子鎮流器專用的集成控制器只有美國微線性公司的ML4830/31/32/33系列產品。

3ML4830系列高性能電子鎮流器專用集成控制器

表2電子鎮流器用集成電路控制器產品簡表

　　ML4830/31/32/33是美國微線性公司專為高性能電子鎮流器開發的集成電路控制器。第一代產品ML4930已淘汰；第二代產品ML4831系采用雙極型集成電路工藝制造；第三代產品ML4832采用Bicmos工藝替代原先的雙極型工藝，電路偏置電流大大減小，自耗顯著降低；第四代產品ML4833不僅采用Bicmos工藝，內部結構亦有重大改進，故功能增強，性能更好。這些器件盡管都可采用圖5功能框圖，實際上ML4831和ML4832的內部結構及ML4833的內部結構分別如圖6及圖7所示。

圖5ML4831/32/33功能框圖

圖6ML4831/32內部結構框圖

圖7ML4833內部結構框圖

3.1ML4831/32功能簡介

　　ML4831/32均為由平均電流控制的連續電流型升壓式功率因子校正級組成,具有多種鎮流控制環節的電子鎮流器專用控制電路。燈管起輝和再起動定時能通過選用外電路元件實現，從而可對不同類型的燈管進行寬范圍的控制。鎮流環節采用調頻和調節壓控振蕩器頻率范圍的附加可編程方法，對燈功率控制，故適應各種類型的輸出網絡。

　　ML4831/32中的增益調制器對大功率開關器件切換造成的干擾有很強的抗擾能力。如圖6所示，增益調制器的輸出將作為電流誤差放大器的基準出現在放大器的反相輸入端，數值為

　　式中：Isine是取自交流輸入的電流；UEA為誤差放大器的輸出（管腳1）。增益調制器的輸出限為1V。PFC控制環節中的PWM調整器將通過管腳4傳感電阻上產生的負電壓，對由乘法器輸出產生的正電壓進行補償。同時通過每周限流對功率MOSFET實施防高速電流瞬態的保護。一旦管腳4的電壓低于1V，PWM周期便馬上終止。

　　ML4831/32的過壓保護（OVP）端（管腳18）用于當燈管突然脫開時保護功率電路免受高壓傷害。利用分壓電阻直接掛到高壓直流總線的方式可對OVP的起跳點進行設置。只要管腳18的電壓超過2.75V，功率因子校正（PFC）晶體管將被截止，鎮流環節的工作仍可繼續。OVP的閾值應設定在功率器件能安全工作，但又不太低以致影響升壓型功率變換環節工作的數值上。器件內部的運算跨導放大器執行PFC的電壓反饋、電流傳感和環流放大三方面工作。該跨導放大器按具有小信號正向跨導比較低的特性設計，以使在補償網絡中可采用大阻值電阻作負載及小容量（<1μ F） 陶 瓷 電 容 作 交 流 耦 合 。 補 償 網 絡 可 采 用 圖 8形 式 ， 分 別 在 頻 率 fz和 fP處 引 入 一 個 零 點 和 極 點 ：

fZ=1/2πR1C1

fP=1/2πR1C2

注意到直流至“地”的通路及跨導放大器輸出處都可能產生失調，反映到輸入端的失調誤差電壓數值則由uos=iO/gm確定。圖8中的電容C1就是用于阻斷直流，使失調的不利影響減至最小。

　　ML4831/32中所有的運算跨導放大器均組合有壓擺率（SlewRate）增強功能，以改善電路加電和瞬態響應條件下的恢復，因為跨導放大器從小跨導狀態改變到大跨導狀態時，對大信號的響應基本上是非線性的。

　　ML4831/32是通過對鎮流電路逆變部分的功率開關管非重疊導通進行頻率調制實現對燈的輸出功率控制的。也就是說，在振蕩定時電容CT放電期間，兩只鎮流功率管的輸出都為低電平，參見圖9。器件中壓控振蕩器（VCO）的頻率范圍受LFB放大器的輸出（管腳6）控制。隨著燈電流減小，管腳6的電壓上升，致使CT充電電流下降，從而造成振蕩器振蕩頻率變低。因為鎮流輸出網絡衰減高頻，故饋送給燈的功率便相應增加。一般，振蕩器的頻率可按下式計算：

fosc=1/(tchg＋tdis)(2)式中

式中UTH及UTL見圖9（b）。

　　假定充電電流大于放電電流，顯然充電電流Ichg=0時，振蕩頻率(最低)

fosc=1/(0.51×RTCT)

　　注意，充電電流為零的情況發生在LFBOUT（管腳6）為高電平時。

　　通常，充電電流隨送入振蕩器的兩個輸入而變：

其一是預熱定時器的輸出，其二是燈反饋放大器的輸出（管腳6）。在預熱階段，充電電流固定在

Ichg(preheat)=2.5/Rset(3)

的數值上。正常工作階段，充電電流隨管腳6的電壓從0到UOH的變化而變。管腳6的電壓為零時，振蕩器頻率最低，燈的功率最大。放電電流遠大于流過定時電阻RT的電流，如取放電電流為5mA時，放電時間tdis≈490×CT。

圖8跨導放大器的補償網絡

　　ML4831/32內部還包含一個將UCC電壓限定在13.5V的并聯調整器。當UCC比13.5V低0.7V時，器件的靜態電流將小于1.7mA，輸出便被截止，從而使器件可直接利用掛接到整流AC總線上的電阻來起動。

　　另外，因為ML4831／32內部含有溫度傳感功能，故只要器件結溫超過120℃便立即停止鎮流器工作。為了更好發揮內部傳感功能而不使用外部傳感器，必須在鎮流器的電路板上仔細確定ML4831／32的位置，以確保器件能正確傳遞鎮流器的工作溫度。ML4831／32的芯片溫度通常可用下式來估算：

（a）（b）

圖9振蕩器和定時波形

Tj=65TA/PD(℃/W）(4)

值得注意的是，充分合理地用好器件內部的傳感功能，對降低鎮流器的總成本很有用。

　　按照既確保燈的壽命最長，又使鎮流器發熱最小的原則，ML4831/32專門設計了器件的起動方案。見圖10(a)，即包含燈絲預熱、燈突然脫斷在內的起動方案。鎮流器加電時,CX上的電壓由初始為0.7V，上升到3.4V的時間即燈絲的預熱時間。在此期間，振蕩器的充電電流Ichg=2.5/Rset，振蕩器產生很高的頻率，但不產生足以使燈起輝的電壓。燈絲預熱后，逆變電路的頻率跌到最低，同時產生高壓使燈點燃起輝。如果在燈應該點燃起輝的時候逆變電路的電壓沒有跳變，則進入管腳9的燈反饋電壓將升高至Uref以上，CX充電電流將被旁路，逆變電路停止工作，直到CX通過RX放電降到1.2V閾值。按這種方式停止逆變電路工作，可以避免燈起輝失敗或者脫離插座時逆變電路產生過熱。一般，選擇大阻值RX使這段時間適當長些為好。當CX達到6.8V閾值時，振蕩器將關閉LFBOUT，因此燈將被驅動至滿功率，隨后進行調光，CX管腳的電位被箝位在約7.5V處。整個過程如圖10(b)波形所示。

(a)(b)

圖10燈起動預熱和中斷定時方案及其波形

3.2ML4833內部功能的改善

　　ML4833是ML4831/32的改進型，除兼有上述ML4831/32的全部功能外，最突出的改善在功率因子校正部分。ML4833的功率因子校正部分為峰值電流傳感的升壓型PFC控制電路，這種形式的電路只需要電壓環補償，比之ML4831/32采用平均電流控制方式的電路更簡單。它由電壓誤差放大器、無須補償的電流傳感放大器、積分器、比較器及邏輯控制電路組成。在升壓型功率變換部分，功率因子的校正通過電流傳感電阻輸出傳感電壓和流過的電流，利用對誤差放大器的積分電壓信號和Rsense兩端電壓的比較實現占空比的調節，占空比的控制定時如圖11所示。考慮到微線性公司的所有高性能電子鎮流器集成控制芯片均采用18腳DIP或SOIC封裝，器件結構的改善必將帶來內部功能框架和外部管腳功能的變化，為了簡潔說明上述3種器件的差異，特在表3中給出它們的管腳功能僅供參考。

4ML4833構建的高性能電子鎮流器

　　圖12所示為采用ML4833構建的高性能電子鎮流器的完整電路圖。該電路系典型的AC/DC/AC結構：輸入端增加了RFI抑制濾波電路，前級由AC/DC組成升壓型有源功率因子校正電路，后級DC/AC則為高頻逆變電路，通過T5，VD11，R23和控制芯片的管腳8構成閉環，使系統工作穩定。實驗電路可達

圖11ML4833的PFC環節和占空比控制

表3ML4831／32／33管腳功能

圖12采用ML4833的調光電子鎮流器電路

表4幾種磁心的特性參數

＃8：18240cm，0.02061mΩ/cm；＃723000cm，0.01634mΩ/cm。

表4指標。

表4ML4833構建的高性能電子鎮流器的實驗指標

5結論

　　鑒于目前市場上低檔電子鎮流器產品，質量低劣、可靠性差、失效率高，而且參數與日光燈管不匹配，影響燈管的發光效率和使用壽命，電路輸出的高次諧波含量高，對電網干擾大等缺點，高性能電子鎮流器的開發研制，無論從社會效益，還是經濟效益方面看，都是一項非常迫切的任務。另外，高性能電子鎮流器的價格盡管高于老式電感型鎮流器，但考慮電費上漲及元器件價格下降等因素，從長期節電的費用上考慮還是能得到明顯補償的，所以高性能電子鎮流器的發展前景仍然看好。特別是隨著城鄉經濟的發展，無論建筑、街道、居室的照明和美化都離不開新光源的裝飾，各種現代光源專用鎮流器的開發研制必將形成熱點。本文介紹的美國微線性公司ML4831/32/33高性能電子鎮流器專用集成控制器，希望能對我國高性能電子鎮流器及現代光源專用鎮流器的開發研制起到借鑒和促進的作用。

參考文獻

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Micro Linear 1997 Databook, 1997： 9－ 17 ～ 9－ 30

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Micro Linear 1997 Databook, 1997: 9－ 31～ 9－ 44

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