用ML4835設計室內可調光小型熒光燈電子鎮流器

本文詳敘了一種低損耗的建筑用可調光鎮流器的設計，它采用ML4835電子鎮流控制器IC，以MicroLinear公司的ML4835EVAL板為基礎。

當工作電壓超過102V～138V范圍時，ML4835EVAL板作為功率因數校正的65W電子鎮流器，它接受0～10VDC控制、具有20∶1調光范圍，控制兩只串接的32WPL?T緊密型熒光燈管。燈管采用預熱、點亮和調光的運行模式，是一頻率變化范圍寬、不重迭的變頻器拓撲。圖1給出了這種120V的電子鎮流器設計框圖。圖2則給出了完整的ML4835EVAL電路圖。

CFL小型熒光燈被設計為工作在要求全照度和可調光的，其鎮流器充分顯示了該ML4835鎮流控制器IC的如下特性：

（1）工作在鎮流變頻器頻率下的連續電流模式

（PFC）用以降低傳導EMI和二極管損耗；

（2）總諧波失真小于10％；

（3）可編程的三重頻率起動程序用以延長燈管壽

命，簡化燈管網絡設計，以及在任意調光能級無全功率閃光時起動燈管；

（4）具有單片熱保護功能和燈管熄滅檢測電路；

（5）燈管壽命終結保護或功率限制功能；

（6）根據由調光控制器或傳感器來的0～10VDC

圖1120V鎮流器設計的方框圖

圖2可調光CFL鎮流器原理圖（原圖，未做格式化處理）

電壓可控制小型熒光燈光輸出變化100％～5％；

（7）按可編程的時間間隔自動再起動燈管。

1功率因數校正器（PFC）的設計

（1）選擇PFC輸出電壓VB

因PFC采用升壓式變換器，則：VB>×VIN(max)

式中：VB為PFC輸出電壓；

VIN為輸入線電壓有效值。

為了能在具有較小變化的220V電壓工作則：

VB>(1.414)×(1.1)×220(1)

即VB>342VDC（采用380VDC）。

（2）計算升壓電感數值

由于在該功率范圍內工作的燈管頻率接近40kHz，故選用小號的鐵氧體磁芯。ML4835?PFC電路工作在連續的電感電流模式。該磁芯的典型應用電感數值可由下式求出：L=mH(2)

式中：L是T1繞組（6、10）的電感值；

fmin是變頻器的最低頻率；

VIN=90V是開始調節的線電壓值；

PO是向燈管輸出的功率。因此有：L==1.5mH（采用3.5mH）

（3）電流傳感電阻的數值

為了確定電流傳感電阻的最大值R1，應求出流經它的峰值電流。該峰值電流由時鐘頻率電流Icp與線路頻率電流Inp組成。

在VIN(min)時的占空比D為：D=1－(3)

式中：VIN=90V；

VB=380VDC。

因此得到D=0.67。

圖3燈管網絡

（a)燈管網絡等效電路(b)燈管網絡的電容

T==25×10－6s=25μs

TON=DT=0.67×25×10－6=16.6×10－6s=16.6μsICP=(4)所以：ICP==0.30A并且有：InP==1.02A

這樣就能得到流經R1的總峰值電流IR1：

IR1=0.30＋1.02=1.32A

R1的最高電壓被電流限制門檻置位于－1.0V，所以R1的最大值為：R1=1.0/1.32=0.755Ω（選用0.33Ω）

（4）選擇斜坡電容C24

斜坡電容器C24的數值可由式（5）求出：C24=(TOFF－TDIS)×（5）

式中：TOFF=T×(1－D)=8.38μs；

TDIS≌321×CT≈0.68μs；

PEAO(max)=6.1VDC；

Ri=22kΩ（IC內部電阻）

因此可得到：C24=1.1nF

這是C24的最大值，可用于在90V時起動調節。然而其實際值較小，這是因為R2和C4對電流脈動有整形作用。R2和C4衰減大的高頻開關尖峰，它流經R1引起電流脈動。現選用C24數值為470pF。

（5）功率因數校正誤差放大器輸出（PEAO）的補償（2腳）：

補償網絡的典型設計是分別在3Hz與30Hz處引入一個零點和一個極點。

2燈管網絡的設計

2?1燈管網絡功能

燈管網絡的主要功能是：

（1）以諧振方式把燈管的電弧電阻RL變換成變頻器兩端的一只能消耗燈管的滿載額定功率的電阻RIN。

（2）當用于可調光場合時，它必須維持阻抗與頻率的相應關系，即在頻率升高時將單調地減小供給燈管的電流，而且維持燈管兩端有足夠的電壓，使之在整個調光范圍內都能工作。

良好的鎮流器設計需要了解許多燈管的使用數據。高頻燈管的數據需要考慮到：①參考的鎮流器特性；②工作特性；③點火特性；④調光曲線和陰極加熱的必要條件。

除調光曲線外，該32WPL?T的數據可從菲利浦照明公司（PhilipsLightingCompany）得到。對高頻燈管進行測試方可繪出調光曲線。

2?2燈管網絡設計程序

用于燈管網絡設計的推薦程序是：

（1）根據PFC電路和燈管數據計算RIN和RL。

（2）選擇恰當的網絡拓撲。

（3）用一個擴展圖表格式寫出網絡設計方程式。雖然有各種方法用于設計諧振網絡，本網絡設計仍采用阻抗變換技術來完成。通常，這種方法要求把電阻值分配給網絡中每個電感線圈的輸入與輸出端，如圖3（a）所示。這些數值限定了變換的量值和方向。利用各部分變換的Q值QTRS，可求出網絡元件的電抗值：QTRS=(6)

式中R1和R2是變換的電阻。如果R1是輸出電阻，那么變換則是向下方的，R1總是接到網絡的并聯元件兩端。如果R1是輸入電阻，那么變換則是向上方的。網絡的各部分設計在輸出端能定時起動。

（4）選擇滿載功率時的工作頻率fmin，并按步驟（3）求出電抗元件的數值。

（5）利用步驟（4）中求出的元件值，寫出一組網絡工作方程式。該工作方程式用燈管起動電阻RL和把串聯等效元件變換為并聯元件，再把它們和其它并聯元件綜合之后寫出。然后這些并聯元件再反變換為串聯等效元件，再把它們和其它串聯元件綜合。這一過程繼續到網絡的輸入。無論RL是接到串聯元件還是接到并聯元件，該過程都是相同的。

圖4增大RL和XT對QIN的影響

如果設計的方程式是正確的，那么最后的變換將是三個元件串聯的結果：一個感抗，一個等值的容抗，一個數值為RIN的電阻，第一個網絡元件（在本設計中是L3），是一串聯元件。該組方程式限定了網絡中每個節點的工作條件，通過節點的電流和所有元件兩端的電壓，以及相位關系。

（6）利用燈管調光曲線、電弧電壓與電弧電流的相應關系，算出曲線不同點所對應的燈管電弧電阻RL。見圖4中的電弧電阻曲線。以RL來替代網絡工作方程式中的這些電弧電阻值，然后調節頻率求出相應的燈管電弧電流。

從最小的RL開始，每個逐次的RL值應需要更高的頻率來求出對應的電弧電流值。這就核實了帶有燈管的網絡調光性能，并繪制出圖4中所示的頻率曲線。作某些調節，能使設計參數較好地匹配燈管調光網絡。例如在設計方程式中用RL=900Ω阻值，代替由燈管數據計算的632Ω，以擴展Q值縮減T型網絡的影響、降低燈管電流。

（7）根據燈管點火數據，求出預熱期間加在燈管兩端所允許的最大電壓VPHT。在網絡工作方程式中采用很高的電阻RL時，是表明在開路狀態，再調節頻率求出一個電壓值，它稍低于VPHT。存在兩個頻率值，選擇較高的fPHT。

（8）根據燈管點火數據，求出點火所需要的最小電壓VST。在網絡工作方程式采用高的阻值RL，然后調節頻率得到一個高于VST的電壓值。將會存在兩個頻率值，選擇較低的fST。

2?3燈管網絡設計

（1）求解網絡元件的數值

首先是計算兩個串聯燈管的RL值：RL==632Ω

式中：VL和IL分別是燈管電壓和電流，它們是在全亮強度時的值。然后求EIN：因方波的基波有效值電壓是其峰?峰值的/π倍，即

EIN=0.45×VB=171V所以：RIN=≈390Ω

式中：PO=（燈管電弧功率＋燈絲功率）/（效率）=(64＋1)/0.88≈75W。

因此該網絡應把632Ω的燈管電阻，轉變成變頻器的390Ω，以產生75W功率。

（2）選擇網絡拓撲

由于RL大于RIN，一個低通LC網絡（串聯的L和并聯的C）與接在C兩端的燈管，可以提供基本的燈管網絡功能。

該典型網絡用于ML4831EVAL和ML4833EVAL電路板，它們設計工作在線性的燈管。然而小型熒光燈CFL的調光特性與線性燈管有很大差別，會使采用該網絡拓撲變得不切實際。圖5給出了加在兩個串聯32WT8型（線性）燈管和32WPL?T（小型熒光燈）燈管兩端的電壓曲線，是在它們調光10％時測量的。要注意到小型熒光燈CFL兩端的電壓增加到大于80％時，在線性燈管的兩端電壓變化卻只有20％左右。

圖5施加在32WT8和32WPL?T兩種燈管上的電壓

由于燈管接在并聯電容器兩端，所以當調光器指示電弧電阻和Q值有相應較大的增加時，在小型熒光燈兩端的電壓會大幅升高，即：

Q=RL/XC

然而當調光時加在燈管的高電壓增加，此時需要低的網絡Q值。為了克服這個性能上的矛盾，在低通網絡之后設置一個高通T型網絡來驅動燈管，即由一只串聯的電容器C13來驅動燈管，當燈管調光時它會減小網絡的Q值。即：

QO=XC13/RL

這些網絡組合成一個低通L環節跟隨一個高通T環節（兩個高通L環節背對背），它是作為變壓器耦合的T型L環節，見圖3(a)。

低通LC網絡的Q值QIN，可做得大于高通T網絡的輸出Q值QOUT，以正確地實現網絡的頻率響應。

（3）網絡工作的說明

當燈管調光并且QOUT減小時，C13的等效并聯電抗XC13P變大，這是因為：XC13P=XC13×（7）

把XC13P與變壓器的副邊電抗（T的分流引線）結合，變換到原邊時為XT。變壓器T的輸入Q值QM可做得很小：QM=，以及XC12=QM×RM（8）

所以XC12也小到允許XT并聯在C11，成為LC的并聯電容，見圖3（b）。

當RL更大并且XT變為更呈電感性時，XT與XC11的的復合電抗增大，引起QIN降低。這種影響可以從圖4中的關系曲線看出。由于頻率曲線的斜率隨燈管電流變化，與網絡的Q值成反比。

所以當燈管調光使曲線的斜率變得更陡時，表明網絡的Q值減小。該網絡在頻率單獨增大50％時，將燈管調光在全發光輸出時的5％。低的調光頻率能使寄生電流的損耗最小，并允許燈管以遙控方式設置。

（4）選擇fmin和求出網絡元件的數值

在選擇了恰當的網絡拓撲、并分配了變換電阻之后，再計算變換的Q值和求出網絡的元件數值。例如在圖3(a)中的低通LC網絡，選擇R1=1740Ω作為它的輸出電阻器RM，選擇R2=390Ω作為它的輸入電阻器RIN，因此輸入Q值QTRS將是1.86，從而有：XC11==－935Ω，以及XL3=1.86×390=725Ω

為了能使用標準電容器C11=4.7nF，選擇的頻率值為fmin=36.2kHz。實際fmin稍微提高到40kHz，以改進調光性能。fmin是由R19阻值來設定。選擇C20=1.5nF，以便在柵極驅動信號之間產生一個合理的死區時間。

（5）選擇預熱時的頻率fPHT

如網絡設計程序（7）所述，選擇fPHT=64.5kHz，以設置燈管兩端的電壓為350V。根據選擇的R18阻值來設置頻率，并由R22和C21數值來設置預熱的間隔時間為0.9s。

（6）選擇燈管的點火頻率fST

如網絡設計程序（8）所述，選擇fST=48.5kHz。按RT2的阻值來設置頻率。

（7）燈絲電壓和陰極電壓

陰極加熱通過在燈管兩端放置的一個小變壓器來獲得。在調光情形之下這是理想的位置，因為對調光燈管陰極加熱是額外的。在預熱期間，變壓器匝數比由燈管兩端的電壓來確定。由Philips照明提供的鎮流器指南建議預熱時間為1s，燈絲電壓應在3.9V～5.2V。當預熱時間為0.9s時，電壓調節在4.8V。這是因為在預熱期間加在燈管兩端的電壓為352V，其匝數比為74。在全發光強度時的燈絲電壓是2?8V，并以5％的速率增加到5?1V。

3鎮流器工作說明

（1）燈管的起動程序

ML4835采用可編程的三種頻率程序，來進行預熱、起動和使燈管滿載功率工作。用于設置這三種頻率的充電電流是很精確的，由不同的電阻值分別來設定。

預熱的頻率是最高的，選擇它使之在燈管兩端產生的電壓為350V。該電壓足夠低以致于不產生大于讓燈管發光的25mA電流。燈絲變壓器的原邊接在燈管兩端，所以在調光期間隨燈管電壓增加，陰極加熱也增強，它對于維持燈管的壽命是很重要的。燈絲變壓器T3的匝數比，選擇在預熱期間使燈絲電壓為4?8V。

在預熱周期結束之后，頻率變為起動頻率，它接近負載開路時的諧振頻率，以便在燈管兩端產生650V的起動電壓。燈管初始起動（或者是在燈管熄滅再起動期間里）允許的最大時間，由ML4835設置為0?5s。

這么短的時間容許起動頻率借助諧振電容來選擇，以致使電感L3的尺寸和成本降到最低，而不致在變頻器功率開關管MOSFET上有多余的熱應力。在預熱期間，燈管反饋放大器的輸入端（5腳）和阻斷（10腳）是閉鎖的。

當燈管點火并且由電流傳感變壓器T5檢測出燈管電流時，閉鎖周期結束，變頻器頻率變為滿載時的fmin值。在起動頻率時的燈管電流，大約是滿載功率的36％，所以當閉鎖周期結束時，燈管被驅動在滿載功率、或者由燈管電流反饋電路預置的調光能級。這種起動方法使燈管電流在調光之前越過輝光區域，而不會產生滿載功率時的閃光。如果燈管電流在起動期間沒有被檢測出來，則阻斷功能起作用。

（2）燈管輸出的檢測

ML4835采用變頻器柵極驅動的占空比阻斷方式，由C21和R22設置再起動時間間隔的長短。無負載工況的檢測，是通過10腳上采樣燈管電流所產生的電壓與內部的門限電壓的比較來進行的。如果在燈管起動周期的末端，由采樣燈管電流所產生的電壓不大于門限電壓值，那么阻斷功能起作用。當阻斷時在每個再起動時間間隔內（典型值為6s～10s），可編程起動程序重復進行，所以燈管將不會被損壞。

（3）燈管的調光

熒光燈管的光輸出，是與它的電弧功率即燈管的電流和電壓的積密切相關的。ML4835賦值電路板控制光輸出，它是通過用一只電流傳感器T5采樣燈管電流（見圖2），然后加以整流并把它供給由R14、R1和U1組成的PWM脈寬調制器的分壓器（R1和U1是在調光接口部件板上）。

該電路改變電阻的平均值，流經這個電阻的取樣燈管電流產生的電壓，與PWM信號的占空比成比例，PWM是在燈管誤差放大器的（－）輸入端（LFA：IC?5腳）。由C15提供平滑濾波。PWM占空比受0V～10V直流電壓的控制，它來自一個標準的遙控調光控制器件，或來自蜂窩狀EL7316A型手控調光器的傳感器。

燈管誤差放大器LEA的（＋）輸入端在IC內部接到一個2?5VDC參考電壓，它使LEA輸出電壓（6腳）的變化依照總的燈管電流或者希望的發光強度。該電壓控制一內部壓控振蕩器VCO，以調節變頻器的開關頻率。當變頻器的頻率因燈管網絡的阻抗特性而升高時，燈管的電流則降低。

（4）功率檢測腳

電阻器R9兩端的電壓是由R24和C23來平滑濾波的，其直流電平表示由PFC電路供給變頻器的功率值。IC?12腳是有1?0V門限電平之比較器的負極性輸入端，當過載時關閉IC。該腳可用于限制供給燈管的功率，或者采用一些其它的檢測方法，在燈管壽命終止（EOL）時閉鎖芯片。

4有關性能數據

當工作在概述的測試條件下時，典型的ML4835EVAL電路板性能列于表1。

表1ML4835EVAL電路板測試結果

圖6、圖7、圖8給出了在EVAL電路上各點測量的典型示波器波形。測試條件和示波器的設置在每幅照片下給出。波形測量是用電路板向兩只32WPL?T燈管提供功率時進行的。

圖6給出了功率因數校正器的升壓電壓波形。變頻器的直流母線由交流電網整流后供給。注意120Hz（兩倍電網頻率）的紋波電壓迭加在380VDC之上。這是交流電網電壓經功率因數校正之后的結果。

圖7給出了變頻器的輸出電壓和電流波形。經升壓的直流母線電壓經Q2和Q3斬波，在燈管網絡輸入

圖6PFC升壓電壓波形

（顯示設置：垂直50V/格，水平10ms/格）

（兩只32W燈管在最大亮度，探頭100∶1）

圖7變頻器輸出電壓、電流波形

（顯示設置：垂直CH1=50V/格，方波CH4=2mA/mV

水平：5ms/格。)

(兩只32W燈管在最大亮度時，120VAC）

圖8燈管的電流和電壓波形

（顯示設置：垂直CH1=100V/格（較高的波形）

CH4=2mA/mV

水平：5ms/格，其它同上）

端（Q2與Q3結點）產生方波。輸入網絡的電流與電壓波形，設計在最低工作頻率（滿功率）時接近40°電感性相位。當調光電平在最大與最小之間轉換時，由于燈管的發熱滯后，為防止瞬時的電容性工作，這一感性相位是必要的。因頻率增大將產生更大的感性相位角，故應保證零電流開關。

圖8比較了燈管的電壓與電流波形。燈管在典型的高頻工作時有同相關系，當工作超過60Hz指示燈管效能增加時，相位差很重要。燈管電流的波峰因數約為1?4，它低于1?7極限值。用戶要注意調光時燈管電壓的快速增大，它由“負的”高動態電阻引起，是小型熒光燈管的一個特點。