電壓調整模塊（VRM）拓撲綜述

1引言

電壓調整模塊（VoltageRegulatorModule,VRM）是分布式電源系統（DistributedPowerSystem,DPS）（圖1）中的核心部件，它緊靠在需要供電的負載旁，可根據不同負載需要獨立調節輸出電壓，實現具有低電壓、大電流、高穩定度輸出，高功率密度，快速響應等優良性能的高質量電源系統。

根據輸入電壓的不同，VRM可分為5V、12V、48V輸入等不同種類，其相應的電路拓撲有許多不同之處；根據輸出和輸入間是否隔離，VRM又可分成非隔離型和隔離型兩種。目前，VRM較多地采用5V輸入電壓，但隨著芯片負載電流越來越大，今后分布式電源系統中將較多地采用12V或48V總線電壓的VRM，經變換輸出1V左右電壓供給工作站或服務器CPU芯片。

本文對近幾年提出的VRM拓撲作一綜述，對每一種拓撲的結構、原理和主要特點進行簡要介紹，同時介紹了交錯并聯和內置輸入濾波器等新的概念和技術。

2非隔離型VRM的主要拓撲

2?15V輸入的VRM拓撲

非隔離型VRM的拓撲基本上是在傳統的Buck電路基礎上變化或改進得到。圖2所示為低壓VRM中廣泛采用的同步整流Buck電路。由于用低壓MOSFET（其通態電阻很小，mΩ級）代替了肖特基（Schottky）整流管，因此可大大降低通態損耗，從而提高低壓VRM的效率和功率密度。

同步整流Buck電路中，濾波電感L一般取得較大，以確保負載變化時Buck電路始終工作于電流連續狀態，減小輸出電流紋波，從而減小濾波電容值，縮小體積，提高電源的功率密度。但在負載瞬態變化過

圖1分布式電源系統的一種典型結構[2]

圖2同步整流Buck電路

圖3QSW工作波形

圖4交錯連接QSW和消紋波原理

(a)交錯連接原理圖(b)紋波抵消示意圖

程中，過大的濾波電感限制了能量的傳輸速度，負載瞬態變化所需要（或產生）的能量幾乎全部由濾波電容提供（或吸收）。特別在大電流負載情況下，必須增加濾波電容（一般采用多電容并聯以減小ESR和ESL），使電源的體積增大，功率密度降低，也增加了產品的制造成本。由此可見，同步整流Buck電路難以滿足今后芯片發展對電源的要求。

為了克服同步整流Buck電路在瞬態響應等方面存在的不足，文獻[3]提出了一種準方波（Quasi?Square?

Wave,QSW）工作方式的拓撲結構。該電路結構與同步整流Buck電路相同，但其輸出濾波電感L遠遠小于同步整流Buck電路中的L值，使QSW電路的瞬態響應時間很短。從工作波形（圖3）可見，開關Q1和Q2均可以實現接近零電壓開通，使MOSFET的密勒（Miller）效應影響減小，開關損耗和柵極驅動功耗亦減小[1]。但QSW電路也存在著許多問題，首先由于IL的紋波增大，使流過開關管的電流有效值增大，通態損耗增加；其次需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；再次大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應用QSW拓撲的VRM總體效率低于同步整流Buck電路[1][3]。

為了減少QSW電路輸出電流的紋波，同時又能滿足快速瞬態響應的要求，文獻[3]提出了一種交錯并聯技術，將多個QSW電路交錯并聯起來，達到減小輸出紋波電流的目的。圖4所示為其原理圖和紋波抵消原理示意圖。圖5所示為多相交錯并聯QSW的消紋波效果比較。

從圖5可以看到，多相QSW電路交錯并聯，并合理地選取同步整流開關控制脈沖占空比，可以明顯減小輸出電流紋波，因此可以用比單相QSW電路中小得多的濾波電容，使電路同時滿足靜態和瞬態變化的要求；交錯并聯QSW電路不僅可以減小輸出電流紋波，同時也減小了輸入電流紋波，使輸入濾波電容減小，電容所占體積減小，加上整個電路的效率提高，使VRM功率密度提高成為可能。

2?212V輸入的VRM電路拓撲對Buck電路而言，其電壓轉換比M==D，在輸出電壓一定的條件下，輸入電壓越高，則D越小。圖6所示為同步整流開關控制脈沖占空比D與輸出電壓VO之間的關系曲線，可見，當輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.0V時，占空比D已小于0.1，過小的占空比將給電路工作和性能帶來許多問題[1][4]：

（1）引起不對稱瞬態響應，卸載（Stepdown）響應性能遠差于加載（Stepup）響應性能，如圖7所示。在這種不對稱工作情況下，只能根據卸載瞬態響應設計輸出濾波器等電路參數，給參數的優化帶來很大困難。

（2）引起變換器整體效率下降。整流開關管Q1為硬關斷工作方式，在相等的輸出平均電流條件下，12V輸入電壓時的電流紋波比5V輸入電壓時大許多

圖5多相并聯QSW的消紋波效果

圖6Buck電路占空比與電壓間的關系

D1:Vin=5VD2:Vin=12V

圖7不對稱瞬態響應

圖8濾波電感電流紋波

圖9抽頭電感Buck電路

圖10抽頭電感Buck等效電路

圖11抽頭電感Buck的工作波形

圖12不同電路占空比比較

M1:n=1M2:n=2M3:n=3

（圖8），因此關斷時的峰值電流也很大；同時，加在Q1兩端的關斷電壓（Vin－Vout）較大，所以輸入電壓升高，關斷損耗增大，使變換器整體效率下降；對同步整流管Q2而言，起決定作用的是通態損耗。在很小的占空比條件下，電流紋波增大，使流過Q2的電流有效值較大，同時由于Q2導通時間很長，所以Q2的通態損耗增大，也使變換器整體效率下降。

（3）由于開關管控制脈沖占空比很小，因此多相交錯并聯所產生的消紋波效果不顯著。當輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.5V時，占空比D=0.125，從圖5可以看到，四相交錯并聯后的紋波只消除了大約40％。若輸出電壓進一步降低，則消紋波效果還要差。消紋波的效果越差，意味著為滿足瞬態響應性能指標所加的輸出濾波電容越大，這是我們所不希望的。

存在以上這些問題的主要原因是在輸入電壓為12V或更高時Buck電路的占空比D過小，因此解決問題的思路就是如何設法增大D。文獻[1]和[4]中介紹了一種稱為抽頭電感Buck電路，其電路、等效電路及其工作波形分別如圖9、圖10及圖11所示。抽頭電感Buck電路的電壓轉換比M==，通過設計抽頭電感的匝比“n”，可將開關脈沖占空比D擴展至一個較合理的值。圖12為抽頭電感Buck電路和傳統Buck電路(n=1)的比較，從圖中可見，當輸入電壓Vin=12V,VO=1.5V時，中間抽頭電感（n=2）Buck電路的開關脈沖占空比D已擴展至0.222，接近傳統Buck電路的2倍。

由于開關脈沖占空比D的擴展，使抽頭電感Buck電路的許多性能優于傳統Buck電路：

①適當選取匝比n（n在2與3之間）,可獲得對

圖13開關電壓應力與匝比的關系

圖14開關電流應力與匝比的關系

圖15有源箝位耦合Buck電路及工作波形

(a)有源箝位耦合Buck電路(b)工作波形

稱的瞬態響應性能，有利于效率的優化。

②抽頭電感Buck電路中，開關Q1的主要損耗仍是其關斷損耗，但比傳統Buck電路中Q1的損耗小，從而改善了電路的效率。這是因為，Q1電流的紋波較小，在相同的平均輸入電流時，Q1的峰值電流較傳統Buck電路時小得多，因此減少了Q1的關斷損耗。

③由于Q1脈沖占空比D的擴展，使交錯并聯的消紋波效果更加顯著。對n=2的抽頭電感Buck電路，從圖12可見其Q1脈沖占空比D從0.125擴展至0.222，從圖5可以讀出其紋波消除已達85％，可使輸出濾波器更小，損耗更低。

當然，抽頭電感Buck電路也有其不足之處：

①開關Q1的電壓應力隨n的增大而增大，如圖13所示（Vin=12V,VO=1.5V）；由于耦合電感存在漏感，使Q1關斷時承受很大的電壓尖峰（圖11）。因此必須選用較高耐壓的MOSFET，而高壓MOSFET的通態電阻往往較大，使Q1的通態損耗增大。

②開關Q2的電流應力隨n的增大而增大，如圖14所示（Vin=12V，VO=1.5V，IO=50A），因此不希望取很大的n。

從上面分析可以看到，抽頭電感Buck電路是12V輸入VRM的一個較好的拓撲結構，但由于存在很高的尖峰電壓使它難以被實際采用。文獻[1][4]提出了一種有源箝位耦合Buck電路，可以解決上述尖峰電壓問題，其電路拓撲和工作波形如圖15所示。

有源箝位耦合Buck電路的電壓轉換比M==，當Vin=12V,VO=1.5V，n=2時，D=0.285，比中間抽頭電感（n=2）Buck電路（D=0.222）還大，可以進一步改善電路的工作狀況；由于箝位電容作用，開關的電壓應力被箝位在2（Vin－VO），不隨n變化，在12V輸入時約為20V，因此可以選用廣泛使用的耐壓30V的MOSFET作為開關管，使成本和損耗降低；此外，變換器的輸入電流是連續的，因此可減小輸入濾波器的尺寸。

有源箝位耦合Buck電路可以解決抽頭電感Buck電路中由于漏電感所產生的尖峰電壓問題，同時改善或保持了抽頭電感Buck電路的優點，是12V輸入VRM較好的一種拓撲，將它與交錯并聯技術和集成磁（IntegratedMagnetics）技術結合起來，可以實現具有高效率，快速瞬態響應性能的12V輸入VRM。但該電路拓撲仍有不足之處，從圖15的工作波形可以看到，有源箝位耦合Buck電路的輸入電流存在較嚴重的突變，即某些時段的di/dt較大。因此，必須在有源箝位耦合Buck電路的輸入端加濾波電路；同時，該拓撲的輸出端也存在電流突變問題，使輸出濾波電容的電流有效值增加，效率降低，使用壽命縮短；由于濾波電容等效串聯電感（ESL）的存在，輸出電流的突變還會引起輸出電壓的開關噪聲。

圖16內置輸入濾波器的有源箝位耦合Buck電路

圖17傳統推挽變換器及其主要工作波形

(a)傳統推挽變換器電路(b)工作波形

為了解決上述電流突變問題，文獻[5]將內置輸入濾波器概念[6]引入至上述有源箝位耦合Buck電路中，提出了改進的有源箝位耦合Buck電路，如圖16所示。

由于箝位耦合電容CS與漏感所形成的輸入濾波器作用，使輸入電流和輸出電流的變化比較平緩，因此可大大減小外加輸入濾波器的尺寸，甚至可以不要外加濾波器而直接利用內置濾波器，從而減少元件的數目。

3隔離型VRM的主要拓撲及性能比較

隨著計算機芯片對電源容量和瞬態響應要求的不斷提高，現在被廣泛采用的低壓（如5V）分布式電源系統將難以滿足要求，會逐漸被高壓（如48V）分布式電源系統所取代。與低壓分布式電源系統相比較，高壓分布式電源系統有許多顯著優點[7]。

從前面的討論我們知道，低壓VRM的電路拓撲很難被應用到高壓VRM中。因此高壓VRM一般采用具有降壓變壓器的隔離型電路拓撲，降壓變壓器起著降壓和隔離雙重作用。

對低壓大電流輸出VRM而言，副邊變換器的功率損耗對整個電路的效率起著主要作用，因此，為提高電路的轉換效率，必須努力降低副邊變換器的損耗，特別是整流器損耗和變壓器的繞組損耗。用同步整流器（低壓MOSFET）替換肖特基整流器可以減少整流器損耗；而降低變壓器的繞組損耗必須努力減小副邊繞組電阻和流過的電流有效值。合理選擇繞組和變壓器結構可以減小繞組電阻，采用倍流器（Current?Doubler）拓撲可以減小副邊電流的有效值[8]。與倍流器輸出相適應，變壓器原邊一般采用具有對稱工作方式的推挽變換器、半橋變換器和全橋變換器。

圖17所示為倍流整流電路（CurrentDoublerRectifier）輸出的傳統推挽變換器及其主要工作波形。

傳統推挽變換器的最主要問題是當開關管關斷（對Q1而言，t=ton）時，變壓器的漏感產生很大的尖峰電壓加在管子兩端，這與反激變換器的工況相同。為了解決這一問題，文獻[7]提出一種新型的推挽正激（Push?PullForward）變換器，其原理圖和主要工作波形如圖18所示。

圖18推挽正激變換器及其主要工作波形

(a)推挽正激變換器電路(b)工作波形

圖19改進型推挽正激變換器電路

與傳統推挽變換器電路相比較，推挽正激變換器電路中引入了一個箝位電容C。在t=0～ton期間，Q1導通，Q2截止，輸入電壓Vin通過Q1加在繞組1上，而電容C上的電壓VC（等于Vin）則加在繞組2上，這時電路就象是兩個正激電路并聯工作。當Q1關斷后，漏感電流使Q2的反并二極管導通續流，而電容C將開關管Q1的端電壓箝位在2Vin，因此可以選用額定電壓較低的開關管以降低通態損耗。

該推挽正激變換器為一個二階系統，其控制較簡單，瞬態響應快；它具有較高的轉換效率，而且變壓器和電感可以很容易集成在一起[9]，從而大大提高變換器的功率密度。

最近，文獻[10]將內置輸入濾波器概念[6]引入至推挽正激變換器中，提出了改進型推挽正激變換器，如圖19所示。這一新拓撲中的開關電流和繞組電流與推挽正激變換器中的相同，但輸入電流卻幾乎是平坦的，這是由于輸入電流同時流過兩個繞組且有紋波抵消作用，這正是內置輸入濾波器的作用[6]。改進型推挽正激變換器的輸入濾波器尺寸可以大大減小，或直接利用變壓器的漏感作為輸入濾波器，且可與其它磁元件集成在一起，使變換器的效率得到大大提高[10][11]。

4結語

VRM拓撲有許許多多，每種拓撲有其特點和適用的工況。將準方波工作方式的同步整流Buck電路交錯并聯，可大大降低輸出電流紋波，從而減小輸出濾波器的尺寸，同時滿足快速動態響應和高效率、高功率密度的要求；通過自耦合電感，可以拓展整流開關管的占空比，改善電路的瞬態響應性能，提高變換器整體轉換效率；有源箝位電路可以抑制漏感引起的尖峰電壓，減少開關器件的電壓應力，同時亦可降低電路損耗；將內置輸入濾波器概念引入VRM拓撲中，并利用集成磁技術，可進一步改善電路工況，減小濾波器尺寸。

目前VRM拓撲結構改進或新拓撲結構的提出，其基本思想是如何滿足VRM高效率、高密度和快速瞬態響應的要求，同時非常重視包括磁集成技術在內的集成封裝技術的運用，并將能否采用集成技術作為判斷拓撲結構性能優劣的一個重要因素，因此這應成為我們今后研究VRM技術的努力方向。