高頻脈寬調(diào)制技術(shù)在逆變器中的應(yīng)用??

摘要：將HPWM軟開(kāi)關(guān)技術(shù)應(yīng)用于逆變器,在不增加任何輔助電路的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了功率管的ZVS通斷。HPWM軟開(kāi)關(guān)方式逆變器電路控制簡(jiǎn)單，基本不增加功率管的附加應(yīng)力，且開(kāi)通損耗大大減少，具有可靠性和效率均高的優(yōu)點(diǎn)。分析了方案的工作原理以及實(shí)現(xiàn)ZVS的條件。同時(shí)指出方案存在的問(wèn)題和解決辦法。研制的工作頻率50kHz，1000VA的逆變器證明方案的可行性。

關(guān)鍵詞：高頻脈寬調(diào)制；軟開(kāi)關(guān)；逆變器；零電壓開(kāi)關(guān)

1? 引言

??? 由于對(duì)逆變器高頻化的追求，硬開(kāi)關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍：開(kāi)通和關(guān)斷損耗大;容性開(kāi)通問(wèn)題;二極管反向恢復(fù)問(wèn)題;感性關(guān)斷問(wèn)題;硬開(kāi)關(guān)電路的EMI問(wèn)題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開(kāi)關(guān)帶來(lái)的各種問(wèn)題。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開(kāi)通過(guò)程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值，開(kāi)通損耗近似為零。因功率管開(kāi)通前電壓已下降到零，其結(jié)電容上的電壓即為零，故解決了容性開(kāi)通問(wèn)題，同時(shí)也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復(fù)過(guò)程結(jié)束，因此二極管的反向恢復(fù)問(wèn)題亦不復(fù)存在。最理想的軟關(guān)斷過(guò)程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值，所以關(guān)斷損耗近似為零。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零，所以感性關(guān)斷問(wèn)題得以解決。

??? 基于此，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，如圖1所示。其出發(fā)點(diǎn)是在盡量不改變硬開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù)，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開(kāi)關(guān)條件，最大限度地實(shí)現(xiàn)ZVS，從而達(dá)到減少損耗，降低EMI，提高可靠性的目的。

圖1? HPWM控制方式

2? HPWM控制方式下實(shí)現(xiàn)ZVS的工作原理

??? 考慮到MOS管輸出結(jié)電容值的離散性及非線性，每只MOS管并聯(lián)一小電容，吸收其結(jié)電容在內(nèi)等效為C₁－C₄，且C₁=C₂=C₃=C₄=C_eff；D₁－D₄為MOS管的體二極管，則HPWM軟開(kāi)關(guān)方式在整個(gè)輸出電壓的一個(gè)周期內(nèi)共有12種開(kāi)關(guān)狀態(tài)。基于正負(fù)半周兩個(gè)橋臂工作的對(duì)稱性，以輸出電壓正半周為例，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形，此時(shí)S₄常通，S₂關(guān)斷。由于載波頻率遠(yuǎn)大于輸出電壓基波頻率，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期T_s內(nèi)近似認(rèn)為輸出電壓U_o保持不變，電感電流的相鄰開(kāi)關(guān)周期的瞬時(shí)極值不變。

(a)模式A??????????????????? (b)模式A_{1?????????????????????????????} (c)模式B

(d)模式???????????????? B₁(e)模式C????????????????????????????? (f)模式C₁

圖2? HPWM軟開(kāi)關(guān)方式工作狀態(tài)及電路模式

圖3? ZVS方式主要波形

??? 1）模式A[t₀，t₁]??? S₁和S₄導(dǎo)通，電路為＋1態(tài)輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t₁時(shí)刻S₁關(guān)斷為止。電感電流：

????? i_L(t)=（1）

??? 2）模式A₁[t₁，t₂]??? 在t₁時(shí)刻，S₁關(guān)斷，電感電流從S₁中轉(zhuǎn)移到C₁和C₃支路，給C₁充電，同時(shí)C₃放電。由于C₁、C₃的存在，S₁為零電壓關(guān)斷。在此很短的時(shí)間內(nèi)，可以認(rèn)為電感電流近似不變，為一恒流源，則C₁兩端電壓線性上升，C₃兩端電壓線性下降。t₂時(shí)刻，C₃電壓下降到零，S₃的體二極管D₃自然導(dǎo)通，結(jié)束電路模式A₁。

?????? I₁=i_L(t₁)（2）

?????? u_c1(t)=t₂（3）

?????? u_c3(t)=U_d－t（4）

??? 3）模式B[t₂，t₃]??? D₃導(dǎo)通后，開(kāi)通S₃，所以S₃為零電壓開(kāi)通。電流由D₃向S₃轉(zhuǎn)移，此時(shí)S₃工作于同步整流狀態(tài)，電流基本上由S₃流過(guò)，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小，直到t₃時(shí)刻，減小到零。此期間要保證S₃實(shí)現(xiàn)ZVS，則S₁關(guān)斷和S₃開(kāi)通之間需要死區(qū)時(shí)間t_dead1。

????? i_L(t)=I₁－t（5）

??????? t_dead1>（6）

??? 4）模式B₁[t₃，t₄]??? 此時(shí)加在濾波電感L_f上的電壓為－U_o，則其電流開(kāi)始由零向負(fù)向增加，電路處于零態(tài)儲(chǔ)能狀態(tài)，S₃中的電流也相應(yīng)由零正向增加，到t₄時(shí)刻S₃關(guān)斷，結(jié)束該模式。電感電流：

???? i_L(t)=－t（7）

???? 5）模式C[t₄，t₅]??? 與模式A₁近似，S₃關(guān)斷，C₃充電，C₁放電，同理S₃為零電壓關(guān)斷。

????? －I₀=i_L(t₄)（8）

????? u_c3(t)=t（9）

????? u_c1(t)=U_d－t（10）

t₅時(shí)刻，C₁的電壓降到零，其體二極管D₁自然導(dǎo)通，進(jìn)入下一電路模式。

??? 6）模式C₁[t₅，t₆]??? D₁導(dǎo)通后，開(kāi)通S₁，則S₁為零電壓開(kāi)通。電流由D₁向S₁轉(zhuǎn)移，S₁工作于同步整流狀態(tài)，電路處于＋1態(tài)回饋模式，電感電流負(fù)向減小，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲(chǔ)能，回到初始模式A，開(kāi)始下一開(kāi)關(guān)周期。此期間電感電流：

???? i_L(t)=－I₀＋（11）

??? 同理，要保證S₁零電壓開(kāi)通，則S₃關(guān)斷和S₁開(kāi)通之間需要死區(qū)時(shí)間t_dead2，類似式(6)，有

?????? t_dead2>（12）

??? 多數(shù)情況下，有I₁>I₀，因而一般需t_dead2>t_dead1。

3? ZVS實(shí)現(xiàn)的條件及范圍

??? 從以上的工作模式分析可知，由于電容C₁及C₃的存在，S₁及S₃容易實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷；要實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開(kāi)通，必須保證有足夠的能量在其開(kāi)通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲(chǔ)存的電荷，即

L_fi_L²>C_effU_d²＋C_effU_d²=C_effU_d²（13）

??? 在上面的分析中，下管總是容易實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，因?yàn)槠溟_(kāi)通時(shí)刻總是在電感電流的瞬時(shí)最大值的時(shí)刻，即使輕載時(shí)電感儲(chǔ)存的能量也可以保證其實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通；對(duì)于上管來(lái)說(shuō)，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時(shí)值由正變負(fù)，達(dá)到一定負(fù)向值，才能保證在下管關(guān)斷時(shí)該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電，從而實(shí)現(xiàn)其零電壓開(kāi)通。此種情況實(shí)際為在輸出半個(gè)周期中，電感電流與輸出電壓同向，即u_o>0，i_L>0的情況；當(dāng)二者反向即i_L<0時(shí)，則上下管的情況正好互換，上管容易實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，而下管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時(shí)值反向。對(duì)輸出電壓負(fù)半周，上下管實(shí)現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同。

??? 濾波電感的取值直接影響ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍，也影響到電路的效率。考慮到輸出電壓半個(gè)周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器，由此得濾波電感的最大值需滿足L_fmax≤。電感值大，電感電流瞬時(shí)值變化范圍小，ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍減小，也就是說(shuō)在較大負(fù)載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，從而仍然有較大的開(kāi)通損耗；電感取值減小，其電流瞬時(shí)值脈動(dòng)變大，則ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍加大，開(kāi)通損耗可以減小，但此時(shí)由于整個(gè)輸出周期內(nèi)電感上的瞬時(shí)電流的高頻脈動(dòng)很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當(dāng)折衷。

??? 在實(shí)際應(yīng)用中須做以下說(shuō)明。

??? 1）如考慮逆變器負(fù)載功率因數(shù)較大的情況，則u_o，i_L在整個(gè)周期大部分時(shí)間內(nèi)為同向，即有t_dead2>t_dead1成立。為充分保證上管軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)，則可以考慮在下管驅(qū)動(dòng)附加加速關(guān)斷措施，如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò)，以適當(dāng)增加下管關(guān)斷到上管開(kāi)通之間的死區(qū)時(shí)間。

??? 2）由上述可知，由于要保證ZVS的實(shí)現(xiàn)，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動(dòng)，因而電感的磁芯損耗比較大，實(shí)際應(yīng)用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。

??? 3）同理，由于ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負(fù)載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應(yīng)用場(chǎng)合，而應(yīng)用于較大功率場(chǎng)合時(shí)，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)。

4? 實(shí)驗(yàn)波形和結(jié)語(yǔ)

??? 圖4是上下功率管在實(shí)現(xiàn)ZVS時(shí)的驅(qū)動(dòng)電壓與相應(yīng)漏源電壓波形。由圖4可以看出，上下管均很好地實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)關(guān)。

(a)上管

(b)下管

圖4? 逆變器功率管驅(qū)動(dòng)（上曲線）與漏源電壓（下曲線）

??? 圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流。空載時(shí)由于電感上的電流在半 個(gè) 周 期 內(nèi) 均 可 以 過(guò) 零 ， 因 而 此 時(shí) 功 率 管 可 以 較 好 地 實(shí) 現(xiàn) 軟 開(kāi) 關(guān) ； 而 滿 載 時(shí) 電 感 電 流 瞬 時(shí) 值 過(guò) 零 的 范 圍 明 顯 減 少 ， 此 時(shí) 上?很 難 實(shí) 現(xiàn) 軟 開(kāi) 通 。 要 進(jìn) 一 步 確 定 電 感 取 值 與 負(fù) 載 、 ZVS實(shí) 現(xiàn) 的 范 圍 以 及 電 路 效 率 之 間 的 關(guān) 系 除 了 理 論 分 析 外 ， 也 還 需 要 進(jìn) 行 大 量 的 實(shí) 驗(yàn) 。 圖 7為 逆 變 器 的 效 率 曲 線 ， 阻 性 滿 載 的 輸 出 效 率 約 為 92％ 。

圖5? 空載輸出電壓與電感電流

圖6? 阻性滿載輸出電壓及電感電流

圖7? 逆變器的效率