就低電壓高電流電源應用而言，開關式電源柵極驅動要求特別重要。由于幾個 MOSFET 器件通常并聯以滿足特定設計的高電流規范要求，因此單一集成電路控制器與驅動器解決方案就變的不再可行。MOSFET 并聯可降低漏極到源極的導通電阻，并減少傳導損耗。但是，隨著并聯器件的增多，柵極充電的要求也迅速提高。由于 MOSFET 的內部阻抗大大低于驅動級，因此與驅動并聯組合相關的大多數功率損耗，其形式都表現為控制器集成電路的散熱。因此，許多單片解決方案的驅動級由于并聯組合的關系都無法有效地滿足更高的柵極充電要求。

為了解決該問題，業界近期提供了更多的高級 MOSFET 驅動器產品。許多新產品都包括大大高于單片解決方案所提供的驅動電流功能。驅動器集成電路放置得離 MOSFET柵極越近，更高的驅動電流驅動并聯 MOSFET 的效率就越高。除了驅動電流增大外，現在的許多高級 MOSFET 驅動器還采用先進的技術以精確控制兩個開關之間的計時，就好像同步降壓應用中所采用的那樣。

使用帶有獨立的 PWM 控制器的外部 MOSFET 驅動器，這有助于電源設計人員獲得必需的靈活性，能夠滿足上述低電壓、高電流電源轉換器對高性能柵極驅動所提出的要求。由于現有的 PWM 控制器與驅動器品種豐富，因此采用上述方法所能實現的特性組合似乎無窮無盡。

隨著輸出電壓接近低于 1V 電平，電源控制集成電路制造商推出了包括內部低電壓參考的產品，以適應新情況的要求。但是，如果某位設計人員希望既采用高性能驅動器，又使用包括的內部參考高于反饋電壓的 PWM，那該怎么辦呢？換言之，調節輸出電壓為 1V 的情況通常都需要 1V 或更低的參考電壓，由 PWM 內部誤差信號放大器的同相輸入提供。

應用電路(見圖 1)提出了一種備用方法，可反饋低于 PWM 參考電壓的輸出電壓。正常情況下，輸出電壓高于誤差信號放大器的參考，因此 VOUT 與接地之間簡單的電阻分壓器會將調節電壓設置在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入的水平上。但是，當 VOUT 低于誤差信號放大器參考電壓時，反饋電壓必須分壓，而不是下降。分壓意味著必須從另一個調節電壓源添加一些額外的電壓至反饋電壓。

圖 1  低電壓同步降壓反饋解決方案

UCC3803在引腳8上提供 4V 的內部電壓參考。此外，在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入上的內部電壓為 VREF/2，或 2V。通過 R1 反饋 100% 的 VOUT，再通過 R2 反饋一部分 VREF，可在引腳2上對 UCC3803 反饋節點應用疊加的原理：

=×VREF + ×VOUT                   (1)

式(1)可簡化表示為 R2與R1之比，得出：

=          (2)

就圖 1 顯示的應用電路而言，UCC3803 配置為電壓模式操作，因此可適當選擇第三類補償方案。由于 R1 是控制環路補償的一部分，因此必須先計算出該值，然后根據以下方程式選出 R2的值：

R2=×R1   (3)

舉例來說，假設我們先定 R1為 1kΩ，而 VOUT 為 1V，那么我們就可根據方程式3計算得出 R2的值如下：

R2=×(1×103W)

    =2kΩ                   (4)

如果應用中 PWM 控制器不向集成電路外部提供參考電壓，我們仍可應用上述技術，但還需要從其它調節源添加圖 1 中 VREF所提供的額外電壓。

選擇采用帶有集成驅動級的單一PWM控制器，還是考慮采用與PWM控制器分開的外部驅動器雙芯片解決方案，有時很難說清楚。雙芯片解決方案可實現性能增強的優勢，但也必須進行認真比較，因為它相對造成成本增加，而且失去了單集成電路方法的簡單性。不過，當低電壓、高電流以及高頻電源轉換的最佳性能絕對必需時，我們選擇哪種 PWM 控制器也就不必受限于誤差信號放大器參考電壓了。