雙極晶體管和 MOSFET 晶體管的工作原理相同。從根本上說，這兩種晶體管都是電荷控制器件，這就意味著它們的輸出電流與控制電極在半導體中形成的電荷成比例。將這些器件用作開關時，都必須由能夠提供足夠灌入和拉出電流的低阻抗源來驅動，以實現控制電荷的快速嵌入和脫出。

從這一點來看，在開關期間，MOSFET 必須以類似于雙極晶體管的形式進行“硬”驅動，以實現可媲美的開關速度。從理論上來說，雙極晶體管和MOSFET 器件的開關速度幾乎相同，這取決于電荷載流子在半導體區域中傳輸所需的時間。功率器件的典型值大約為 20 至 200 皮秒，具體取決于器件大小。

MOSFET 技術在數字和功率應用領域的普及 得益于 它與雙極結晶體管相比所具有的兩個主要優勢。

其中一個優勢是，MOSFET 器件在高頻開關應用中非常重要。MOSFET 晶體管更加容易驅動，因為其控制電極與導電器件隔離，所以不需要連續的導通電流。一旦 MOSFET 晶體管開通，它的驅動電流幾乎為零。而且，控制電荷大量減少，MOSFET 晶體管的存儲時間也相應大幅減少。這基本上消除了導通壓降和關斷時間之間的設計權衡問題，而開通狀態壓降與控制電荷成反比。

因此，與雙極器件相比，MOSFET 技術預示著使用更簡單且更高效的驅動電路帶來顯著的經濟效益。

此外，需要特別強調突出的是，在電源應用中，MOSFET 具有電阻的性質。MOSFET 漏源端上的壓降是流入半導體的電流的線性函數。此線性關系用 MOSFET 的 RDS(on) 來表征，也稱為導通電阻。導通電阻對指定柵源極電壓和器件溫度來說是恒定的。與 p-n 結 -2.2mV/°C 的溫度系數不同，MOSFET 的溫度系數為正值，約為 0.7%/°C 至 1%/°C。

正因為 MOSFET 具有此正溫度系數，所以當使用單個器件不現實或不可能時，它便是高功率 應用中 并行運行的理想之選。由于通道電阻具有正 TC，因此多個并聯 MOSFET 會均勻地分配電流。在多個 MOSFET 上會自動實現電流共享，因為正 TC 的作用相當于一種緩慢的負反饋系統。

載流更大的器件會產生更多熱量 - 請別忘了漏源電壓是相等的 – 并且溫度升高會增加其 RDS(on) 值。增加電阻會導致電流減小，從而降低溫度。最終，當并聯器件所承載的電流大小相近時，便達到平衡狀態。RDS(on) 值和不同結至環境熱阻的初始容差可導致電流分布出現高達 30% 的重大誤差。

1.器件類型

幾乎所有制造商對于制造出色的功率 MOSFET 都有自己獨特的方法，不過市場上的所有器件可分為三種基本類型。如 圖 1 中所示。

雙擴散 MOS 晶體管于 20 世紀 70 年代開始應用于電源應用領域， 并在過去這些年間不斷演進。使用多晶硅柵極結構和自校準流程，可提高集成密度并減小寄生電容。

第二次重大改進來自于 V 型坡口或溝道技術，從而進一步提高了功率 MOSFET 器件的單元密度。提高性能和集成密度并不容易;然而，溝道 MOS 器件的制造流程更困難。

橫向功率 MOSFET 顯著減小了寄生電容，所以開關速度大幅提高，所需的柵極驅動功率要低得多。

2.MOSFET模型

文中提供了多種模型來說明 MOSFET 的工作原理，不過，找到合適的說明可能并不容易。大多數 MOSFET制造商為其器件提供 Spice 和/或 Saber 模型，但這些模型對于設計人員在實踐中遇到的應用陷阱卻鮮有提及。甚至對于如何解決最常見的設計難題，它們所提供的線索也很少。

實用的 MOSFET 模型需要從應用角度描述器件的所有重要屬性，因此非常復雜。另一方面，如果我們將模型的適用性局限于特定問題領域，可由 MOSFET 晶體管得出一些簡單且有意義的模型。

圖 2 中的第一款模型基于 MOSFET 器件的實際結構，主要可用于直流分析。圖 2a 中的 MOSFET 符號表示通道電阻，而 JFET 對應于外延層的電阻。因此，EPI 層的電阻是器件額定電壓的函數，同時高電壓MOSFET 需要的外延層更厚。

圖 2b 可非常有效地模擬 MOSFET 由 dv/dt 導致的擊穿特性。作為柵極端阻抗函數，它展示了兩種主要擊穿機制，也就是 dv/dt 引起所有功率 MOSFET 中的寄生雙極晶體管的開通，以及 dv/dt 引起溝道的開通。由于制造工藝的改進，現代功率 MOSFET 實際上幾乎不受寄生 NPN 晶體管的 dv/dt 觸發事件的影響，從而減小了基極和發射極區域的電阻。

還必須提到的是，寄生雙極晶體管還具有另一個重要角色。它的基極 - 集電極結是有名的 MOSFET 體二極管。

圖 2c 是 MOSFET 的開關模型。此模型顯示了影響開關性能的最重要的寄生器件。它們各自的作用將在后面進行討論，專門介紹器件的開關過程。

3.MOSFET關鍵參數

當考慮 MOSFET 開關模式工作時，我們的目標是盡可能在最短的時間內在器件的最低和最高電阻狀態間切換。由于 MOSFET 的實際開關時間(大約為 10ns 至 60ns)至少要比理論開關時間(大約為 50ps 至 200ps)長兩到三個數量級，因此了解這種差異非常重要。返回 圖 2 中的 MOSFET 模型，可以看到所有模型都包含三個電容器，分別連接在三個器件端子間。

最后，MOSFET 晶體管的開關性能取決于如何使得電壓在這些電容器上快速地改變。

因此，在高速開關 應用中，最重要的參數是器件的寄生電容。其中，CGS 和 CGD 這兩個電容器對應于器件的實際幾何結構，而 CDS 電容器就是寄生雙極晶體管的基極集電極二極管(體二極管)的電容。

CGS 電容器由柵極電極所產生的源和通道區域的重疊形成。它的值由這兩個區域的實際幾何結構確定，并在不同工作條件下保持恒定(線性)。

CGD 電容器是兩種效應產生的結果。除了耗盡區域的電容之外，一部分是 JFET 區域和柵極電極的重疊，是非線性的。等效 CGD 電容是器件的漏源電壓的函數，通過 公式 1 計算近似值。

CDS 電容器也是非線性的，因為它是體二極管的結電容。它與電壓的關系如 公式 2 所示。

遺憾的是，上述電容值均未在晶體管數據表中直接定義。它們的值由 CISS、CRSS 和 COSS 電容值間接提供，而且必須按照 公式 3 中所示的公式計算：

更復雜的問題由電容器 CGD 在開關應用中引起， 因為它位于器件輸入和輸出端之間的反饋路徑中。因此，它在開關應用中的 有效值可能大得多，具體取決于 MOSFET 的漏源電壓。這種現象稱為“米勒”效應，如 公式 4 中所示。

因為 CGD 和 CDS 電容器與電壓相關，所以數據表編號只有在給定的測試條件下有效。必須根據所需電荷計算特定應用的相關平均電容，以確定各電容器上的實際電壓變化。對于大多數功率 MOSFET，近似值如 公式5 所示。

下一個要提到的重要參數是柵極網狀電阻 RG,I。此寄生電阻描述了與器件內柵極信號分配相關的電阻。它在高速開關應用中非常重要， 因為它位于器件的驅動器和輸入電容器之間，直接影響 MOSFET 的開關時間和dv/dt 抗擾性。業內已經認識到了這種影響，然而，射頻 MOSFET 晶體管等真正的高速器件使用金屬柵極電極來實現柵極信號分配，而不是電阻更高的多晶柵極網。

數據手冊中未指定 RG,I 電阻，但在某些應用中， 它是器件的一個非常重要的特性。

顯然，柵極閥值電壓也是一個重要的特性。務必應注意，數據表中的 VTH 值是在溫度為 25°C 且電流很低(典型值為 250μA)的條件下定義的。

因此，這并不等于眾所周知的柵極開關波形的米勒平坦區域電壓。對于 VTH，另一個很少提及的事實是，其溫度系數近似為 7 mV/°C。它在專為邏輯電平 MOSFET 設計的柵極驅動電路中尤為重要，在這種電路中，VTH 在通常測試條件下已經很低。由于 MOSFET 通常在較高的溫度下工作，合理的柵極驅動設計必須將關斷時 VTH 處于較低電壓的情況考慮在內。

MOSFET 的跨導是其工作線性區域中的小信號增益。需要著重指出的是，每次開關MOSFET 時，它必須通過線性操作模式，而這時的電流取決于柵源極電壓。跨導 gfs 相對于漏極電流和柵源電壓是個小信號，如 公式 6 中所示。

相應地，MOSFET 在線性區域的最大電流由 公式 7 給出。

對這個 VGS 公式進行變換，可以得出米勒平坦區域的近似值是漏極電流的函數，如 公式 8 中所示：

源極電感 (LS) 和漏極電感 (LD) 等其他重要參數對開關性能的限制很大。數據手冊中列出了典型 LS 和 LD 值，這兩個值主要取決于晶體管的封裝類型。

它們對性能產生的影響可結合通常與布局有關的外部寄生組件和露電感、電流感應電阻等隨外部電路元件進行分析研究。

但出于完整性考慮，還需要指出的是外部串聯柵極電阻和 MOSFET 驅動器輸出阻抗在高性能柵極驅動設計中起決定因素，因為它們會對開關速度產生深遠影響，并最終影響開關損耗。

4.開關應用

現在，確定了所有因素后，讓我們來研究一下 MOSFET 晶體管的實際開關行為。為了更好地理解基本過程，電路的寄生電感將被忽略。稍后將單獨分析它對基本操作的相應影響。此外，以下描述涉及到鉗位電感式開關，因為開關模式電源中所用的大多數MOSFET 晶體管和高速柵極驅動電路都工作在該工作模式下。

圖 3 中顯示了最簡單的鉗位電感式開關模型，其中直流電流源代表電感器。在短暫的開關切換期間，它的電流可以認為是常數。二極管在 MOSFET 關斷時提供一條電流路徑，并將器件的漏極鉗位到由電池表示的輸出電壓。

5.開通過程

MOSFET 晶體管的開通動作可分為如 圖 4 中所示的 4 個階段。

第一步，器件的輸入電容從 0V 充電至 VTH。在此期間，大部分柵極電流用于對 CGS 電容器充電。少量電流也會流經 CGD 電容器。隨著柵極端子電壓升高，CGD 電容器的電壓將略有下降。這個期間稱為開通延時，因為器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。

柵極充電至閥值電平后，MOSFET 就能載流了。在第二個階段中，柵極電平從 VTH 升高到米勒平坦電平VGS,Miller。當電流與柵極電壓成正比時，這是器件的線性工作區。在柵極側，就像在第一階段中那樣，電流流入 CGS 和 CGD 電容器中，并且 VGS 電壓升高。在器件的輸出端，漏極電流升高，同時漏源電壓保持之前的電平 (VDS,off)。可以通過查看 圖 3 中的原理圖來了解。在所有電流傳輸到 MOSFET 中并且二極管完全關斷。

能夠阻止其 PN 結上的反向電壓之前，漏極電壓必須保持輸出電壓電平。

進入開通過程第三階段后，柵極已充電至足夠電壓 (VGS,Miller)，可以承載完整的負載電流且整流器二極管關斷。此時，允許漏極電壓下降。當器件上的漏極電壓下降時，柵源極電壓保持穩定。這就是柵極電壓波形中的米勒平坦區域。驅動器提供的所有柵極電流都被轉移，從而對 CGD 電容器充電，以便在漏源極端子上實現快速的電壓變化。現在，器件的漏極電流受到外部電路(這是直流電流源)的限制，因此保持恒定。

開通過程的最后一步是通過施加更高的柵極驅動電壓，充分增強 MOSFET 的導通通道。VGS 的最終幅值決定了開通期間器件的最終導通電阻。所以，在第四階段中，VGS 從 VGS,Miller 上升至最終值 VDRV。這通過對CGS 和 CGD 電容器充電來實現，因此現在柵極電流在兩個組件之間分流。當這些電容器充電時，漏極電流仍然保持恒定，而由于器件的導通電阻下降，漏源電壓略有下降。

6.關斷過程

MOSFET 晶體管的 關斷過程說明基本上與上文所述的開通過程相反。開始時 VGS 等于 VDRV，器件中的電流是由 圖 3 中的 IDC 表示的滿負載電流。漏源電壓由 IDC 和 MOSFET 的 RDS(on) 定義。出于完整性考慮，圖5 中顯示了四個關斷步驟。

第一個階段是關斷延遲，需要將 CISS 電容從初始值放電至米勒平坦電平。在這段時間內，柵極電流由 CISS電容器自己提供，并流經 MOSFET 的 CGS 和 CGD 電容器。隨著過驅電壓降低，器件的漏極電壓略有上升。漏極的電流保持不變。

在第二階段，MOSFET 的漏源電壓從 ID?RDS(on) 上升至最終的 VDS,off 電平，由整流器二極管根據 圖 3 簡化原理圖鉗位至輸出電壓。在此時間段內，與柵極電壓波形中的米勒平坦區域對應，柵極電流完全是 CGD 電容器的充電電流，因為柵源極電壓是恒定的。此電流由功率級旁路電容器提供，并從漏極電流中減去。總漏極電流仍然等于負載電流，也就是 圖 3 中由直流電流源表示的電感器電流。

第三階段的開始用二極管開通表示，因此為負載電流提供了一個替代路徑。柵極電壓繼續從 VGS,Miller 下降至VTH。絕大部分柵極電流來自 CGS 電容器，因為 CGD 電容器實際上在前一個階段中就已經充滿電了。在此間隔結束時，MOSFET 處于線性工作狀態，柵源極電壓下降導致漏極電流減小并接近于零。同時，由于正向偏置整流器二極管的作用，漏極電壓在 VDS,off 時保持穩定。

關斷過程的最后一步是對器件的輸入電容完全放電。VGS 進一步下降，直至達到 0V。與第三關斷階段類似，柵極電流的更大一部分由 CGS 電容器提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。

概括而言，得出的結論是，在四個階段中，MOSFET 晶體管可在最高和最低阻抗狀態(開通或關斷)間切換。四個階段的長度是寄生電容值、電容上所需的電壓變化和可用的柵極驅動電流的函數。這就突顯出正確的組件選擇以及出色的柵極驅動設計對于高速高頻開關 應用非常重要。

遺憾的是，這些數字與特定測試條件和電阻負載相對應，因此難以比較不同制造商的產品。而且，在具有限定電感負載的實際 應用 中，開關性能與數據表中給出的數字有顯著差異。

7.功率損耗

功率應用中 MOSFET 晶體管的開關 操作 會導致某些不可避免的損耗，具體分為兩類。

在這兩種損耗機制中，比較簡單的一種是器件的柵極驅動損耗。如前面所述，開通或關斷 MOSFET 需要對CISS 電容器充電或放電。當電容器上的電壓發生變化時，就會轉移一定數量的電荷。柵極電壓在 0V 和實際柵極驅動電壓 VDRV 之間變化所需的電荷數量由典型柵極電荷與柵源極電壓曲線的對比來表征，如 圖 6 中所示。

此圖表提供了最壞情況下相對準確的柵極電荷估算，它是柵極驅動電壓的函數。用于產生各個曲線的參數是器件的漏源極關斷狀態電壓。VDS,off 會影響米勒電荷(即曲線平坦部分下面的區域)，從而影響開關周期內所需的總柵極電荷。從 圖 6 中獲得總柵極電荷后，可根據 公式 9 計算柵極電荷損耗。

應注意的是，前面公式中的 QG ? fDRV 項給出了驅動柵極所需的平均偏置電流。

在柵極驅動電路中驅動 MOSFET 晶體管柵極會產生功率損耗。返回 圖 4 和 圖 5，可以確定柵極驅動路徑中串聯歐姆阻抗的組合是耗能分量。在每個開關周期中，所需的柵極電荷應通過驅動器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內部柵極網狀電阻。實際上，功率損耗與通過電阻器傳輸電荷的快慢無關。

使用 圖 4 和 圖 5 中的電阻器符號，驅動器功率損耗如 公式 10 中所示。

在上述公式中，柵極驅動電路由電阻輸出阻抗表示，此假設對于基于 MOS 的柵極驅動器是有效的。當柵極驅動電路中使用雙極晶體管時，輸出阻抗變為非線性，此時運用這些公式不能得出正確答案。可以假定，使用低阻值柵極電阻器 (< 5Ω) 時，大多數柵極驅動損耗發生在驅動器中。如果 RGATE 足夠大，可將 IG 限制在雙極驅動器的輸出電流能力以下，那么絕大部分柵極驅動功率損耗則發生在 RGATE 中。

除了柵極驅動功率損耗，由于器件會在短時間內同時出現高電流和高電壓，因此在傳統感應中晶體管會累積開關損耗。為了盡可能降低開關損耗，必須盡量減少此階段的持續時間。看看 MOSFET 的開關流程，此條件限于開關操作中開關切換的間隔 2 和間隔 3。這些時間間隔對應于柵極電壓介于 VTH 和 VGS,Miller 之間時器件的線性運行(這會導致器件的電流發生變化)以及漏極電壓經歷開關切換時的米勒平坦區域。

認識到這一點對于正確設計高速柵極驅動電路來說非常重要。它強調了這一事實：柵極驅動器的最重要特性是米勒平坦區域電壓電平周圍的拉-灌電流能力。峰值電流能力是通過在完整 VDRV 下對器件的輸出阻抗進行測量的，與 MOSFET 的實際開關性能關系不大。真正決定器件開關時間的因素是當柵源極電壓(即驅動器輸出)約為 5V(對于邏輯電平 MOSFET 約為 2.5V)時的柵極驅動電流能力。

可通過使用開關切換第 2 階段和第 3 階段中柵極驅動電流、漏極電流和漏極電壓波形的簡化線性近似，對MOSFET 開關損耗進行粗略估算。首先，必須分別確定第二和第三階段的柵極驅動電流：

假定 IG2 將器件的輸入電容器從 VTH 充電至 VGS,Miller 并且 IG3 是 CRSS 電容器的放電電流，同時漏極電壓從VDS,off 變為 0V，則近似開關時間如下：漏極電壓從 VDS,off 變為 0V，近似開關時間如 公式 12 中所示。

在 t2 期間，漏極電壓為 VDS,off，電流從 0A 上升為負載電流 IL，而在 t3 階段內，漏極電壓從 VDS,off 降至接近0V。同樣，可以使用波形的線性近似，按照 公式 13 所示估算各個階段中的功率損耗分量。

總開關損耗是兩個損耗分量之和，下面的 公式 14 列出了簡單的表達式：

雖然開關切換很好理解，但幾乎仍然無法計算準確的開關損耗。原因是在開關過程中，寄生電感分量的影響會極大地改變電流和電壓波形以及開關時間。考慮到實際電路中不同源極電感和漏極電感的影響，我們用二階微分方程來描述電路的實際波形。由于柵極閥值電壓、MOSFET 電容值、驅動器輸出阻抗等變量具有很大的容差，上述線性近似似乎是非常合理的折衷，可用于估算 MOSFET 中的開關損耗。

8.寄生器件的影響

源極電感對開關性能的影響最大。典型電路中寄生源極電感有兩個來源：巧妙集成在 MOSFET 封裝中的源極接合線以及源極引線和共用接地之間的印刷電路板線路電感。這通常是指功率級高頻濾波器電容器和柵極驅動器的旁路電容器的負電極。與源極串聯的電流感應電阻器可以向之前的兩個分量添加更多電感。

在需要源電感器的開關流程中有兩種機制。在開關切換開始時，柵極電流快速增加，如 圖 4 和 圖 5 中所示。此電流必須流經源電感，并根據電感值減小。因此，對 MOSFET 的輸入電容充電/放電所需的時間延長，從而主要對開關延時(第 1 步)產生影響。而且，源電感器和 CISS 電容器會形成一個諧振電路，如 圖7 中所示。

此諧振電路在柵極驅動電壓波形的陡峭邊緣退出，這是在大多數柵極驅動電路中觀察到振蕩峰值的根本原因。遺憾的是，CISS 和 LS 之間非常高的 Q 共振會通過(或可通過)環路的串聯電阻分量衰減，這些分量包括驅動器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內部柵極網狀電阻器。

可按 公式 15 計算可實現最佳性能的唯一的柵極電阻值 RGATE。

減小電阻值可導致柵極驅動電壓波形過沖，還可提高開通速度。電阻值升高會導致振蕩欠阻尼并延長開關時間，對于柵極驅動設計沒有任何好處。

源極電感的第二個影響是，只要器件的漏極電流快速改變，就會產生負反饋。這種影響出現在開通過程的第二階段以及關斷過程的第三階段中。在這些階段，柵極電壓處于 VTH 和 VGS,Miller 之間，柵極電流由驅動阻抗上的電壓 VDRV – VGS 定義。

為了快速增加漏極電流，必須在源極電感上施加明顯的電壓。此電壓會降低驅動阻抗上的可用電壓，從而減小柵極驅動電壓的變化率和漏極電流的 di/dt。di/dt 減小要求源電感上的電壓降低。柵極電流和漏極 di/dt 之間的微妙平衡通過源極電感器的負反饋建立。

開關網絡的另一個寄生電感是漏極電感，它同樣由幾個分量構成。它們是晶體管封裝中的封裝電感、與互連關聯的所有電感，以及隔離電源中變壓器的泄漏電感。它們串聯在一起，因此影響相互疊加。它們充當MOSFET 的開通阻尼器。在開通期間，它們限制漏極電流的 di/dt，并將器件上的漏源電壓降低 LD?di/dt倍。實際上，LD 可以顯著降低開通開關損耗。雖然 LD 值升高似乎在開通時有利，但當漏極電流必須快速下降時，在關斷時會導致較大問題。為了支持因 MOSFET 的關斷而快速減小漏極電流，LD 上必須形成與開通所對應的相反方向的電壓。此電壓高于 VDS,off 電平的理論值，在漏源電壓上形成過沖，并增加關斷開關損耗。