建議如何為MAX77831的VIO引腳創建兼容的電源軌，可選擇使用電阻分壓器、齊納二極管或TLV431電壓基準IC。比較每個解決方案的成本、尺寸、功率損耗、其他優點和限制。

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圖1.MAX77831典型應用電路

MAX77831為高效率、降壓-升壓穩壓器，具有寬輸入和輸出范圍，具有許多有用的特性。除了主輸入電壓外，它還需要一個 1.08V 至 2V 的電源來提供 VIO引腳，該電壓設置數字引腳（EN、POKB/INTB、SCL 和 SDA）的邏輯電平。在使用MAX77831的I的系統中，這通常不是問題。2C 功能，因為兼容的電源軌應該已經存在，可以為 I 供電2C 主機微控制器。在不使用 I 的獨立系統中2然而，這是使用MAX77831所需的額外電壓軌。無法連接 VIO引腳直接連接到主輸入IN引腳，因為IN引腳上的電壓高于VIO引腳允許的最大電壓 VIO（最大）2V。雖然內部穩壓器在VL引腳上的電壓是兼容的，但也不可能使用VL引腳為V供電IO引腳，因為存在有效的 VIO需要電壓才能打開內部穩壓器。因此，需要一個外部電路來為V供電。IO針。本應用筆記就如何為MAX77831的V創建兼容電壓軌提供了一些建議。IO引腳來自單獨的電源軌（如果系統中有）或主輸入。

VIO負載電流

在開始之前，有必要知道V的負載電流是多少IO電源軌可以提供給MAX77831。當 I2未使用C接口，MAX77831預計從V吸收的最大電流為2μAIO針。還預計EN引腳和POKB / INTB引腳都連接到VIO軌。因此，這兩個引腳的電流消耗也被考慮在內。對于EN引腳，有一個內部800kO下拉電阻。因此，當MAX1使能時，EN引腳消耗的電流約為35.2μA至5.77831μA，具體取決于VIO電源軌電壓（1.08V 至 2V）。對于 POKB/INTB 引腳，推薦的上拉電阻連接到 VIO軌道是15kO。因此，當使用此功能時，從POKB/INTB引腳消耗的電流約為72μA至133μA，同樣取決于VIO軌電壓。因此，從V汲取的最大電流IO電源軌約為 75.35μA 至 137.83μA，具體取決于 VIO軌電壓。如果應用使用不同的上拉電阻，則電流消耗為VIO鐵路變更。大部分電流流向POKB/INTB引腳。因此，如果未使用 POKB/INTB 引腳（連接到 AGND），則 VIO最大電源電流約為 5μA本應用筆記的其余部分假設POKB/INTB與默認的15kO上拉電阻一起使用。

設計注意事項

對這個 V 的要求IO電源電壓保持在MAX77831的V以內IO電壓范圍（1.08V至2V），與MAX77831從中消耗多少負載無關。本應用筆記介紹了實現此目標的三種常見電路選項（電阻分壓器、齊納二極管和TLV431基準電壓源IC），并附有詳細的設計程序。每個選項都有自己的優點和局限性。請注意，以下選項會導致 VIO有效 V 內的電壓變化IO電壓范圍取決于工作條件。因此，POKB/INTB 邏輯高電平也因 V 而異IO電壓。

選項 1：電阻分壓器

圖2.電阻分壓器。

如果系統中有第二個電源軌，則最簡單、最便宜、占用空間最小的選擇是使用電阻分壓器，如圖2所示。只需計算電阻的比率，即可將第二個電源軌的電壓降至 VIO-兼容電壓（1.08V至2V）。請注意，電阻分壓器具有高輸出阻抗，輸出電壓在加載后立即開始下降。因此，在選擇電阻值時，請確保滿足以下條件：當電阻分壓器提供滿載電流時（有關V的預期負載電流，請參閱上一節IO軌），輸出電壓仍必須保持在最小V以上IO電壓 VIO（分鐘）1.08V. 通常，電阻值越小，隨著負載的增加，壓降越小，但同時電阻上的功率損耗增加。用此特定應用，當總電阻R返回頁首+ R機器人約為20kO，功率損耗最小化，同時在滿載時具有可接受的壓降。預期的壓降可以通過簡單的電路分析（KVL、KCL、歐姆定律）或通過電路仿真來確定。

如果系統中沒有單獨的電源軌可用，則 VIO電源軌需要在主輸入端創建，如果主輸入端的電壓變化不太大，電阻分壓器可能仍然工作。對于一些利用MAX77831寬輸入范圍（2.5V至16V）的應用，情況可能并非如此。例如，一些使用MAX77831的應用具有2.7V至12V的寬輸入范圍，在這種情況下，電阻分壓器肯定不起作用，因為固定比率電阻分壓器不可能輸出VIO-兼容電壓（1.08V至2V），來自如此寬的輸入電壓范圍。通常，輸入電壓范圍越窄，電阻分壓器工作的可能性就越高。

要檢查電阻分壓器是否適合特定的輸入電壓范圍，請執行以下計算。還舉例說明了最大輸入電壓 VIN（MAX） = 12V 和最小輸入電壓 VIN（MIN） = 7.6V 的應用。

將應用的VIN（MAX）分頻與MAX77831 VIO（MAX） 2V分壓，得到電阻分壓比。
例如，電阻分壓比 = VIN（MAX）/VIO（MAX） = 12V/2V = 6

將應用的 VIN（MIN） 除以計算的比率。如果結果大于VIO（MIN） 1.08V，則電阻分壓器可能工作。否則，電阻分壓器不是有效的選項。請參閱以下各節中推薦的其他選項。

例如，空載 VOUT，VIN（最小值） = VIN（最小值）/比率 = 7.6V/6 = 1.267V
由于它大于VIO（MIN）1.08V，因此通過了檢查。

如果主輸入的電壓范圍通過上述檢查，則電阻分壓器可能工作。剩余的不確定性再次來自電阻分壓器的輸出電壓一旦負載電流增加就開始下降。目標是選擇電阻分壓器的電阻值，以便使用 V在（最大）并且從 V 空載IO軌道，VIO電源電壓不超過VIO（最大），并帶有 V在（分鐘）并從 V 滿載IO軌道，VIO電源電壓不會低于 VIO（分鐘）.與以前輸入電壓固定的情況相比，由于輸入電壓的變化，電阻分壓器的輸出電壓變化增加了。因此，由于負載增加而允許的輸出電壓降現在更小，為了實現這一點，需要更小的電阻值，這意味著電阻上的功率損耗增加。一般而言，較寬的輸入電壓變化最終會導致電阻分壓器上的功率損耗更高。

圖3.組合 R機器人和 R負荷.

讓我們繼續以 V 為例在（最大）= 12V 和 V在（分鐘）= 7.6V。讓我們尋找電阻對 R返回頁首和 R機器人使得 12V 輸入在 V 無負載時IO軌，輸出電壓為VIO（最大）2V，7.6V輸入滿載V，VIO軌，輸出電壓為VIO（分鐘）1.08V. 該電阻對代表最大合適的電阻值，因為任何較大的電阻值都會導致輸出電壓低于 VIO（分鐘）輸入為 V在（分鐘）并在 V 上滿載IO軌。根據前面的計算，確定電阻分壓器的比率應為6。將其代入電阻分壓器公式，第一個公式為：

VIN/VOUT = （RTOP + RBOT）/RBOT
6 = （RTOP + RBOT）/RBOT（公式 1）

滿載時 VIN（MIN） 為 7.6V，目標輸出電壓為 VIO（MIN） 1.08V。如上一節所述，MAX77831在VIO（MIN） 1.08V時從VIO電源軌吸收約76μA電流。因此，此條件下的負載電阻為：

負載 = VIO（最小值）/ILOAD = 1.08V/75.35μA = 14.333kO

RBOT 和 RLOAD 是并行的。將這兩個電阻組合在一起，得到一個有效的底部電阻 REFF （圖 3）。使用相同的RTOP和新的有效底部電阻REFF，將整個電路視為不同的電阻分壓器，輸出電壓為7.6V，VIO（MIN）為1.08V。將這些代入電阻分壓器方程，第二個和第三個方程為：

VIN/VOUT NEW = （RTOP + REFF）/REFF
7.6V/1.08V = （RTOP + REFF）/REFF（公式 2）
REFF = （RBOT × RLOAD）/（RBOT + RLOAD）（公式 3）

這里有三個方程，有三個未知數。求解方程時，會出現以下結果：

RTOP = 14.864kO, RBOT = 2.973kO

使用這些電阻值，計算電阻分壓器的功率損耗。輸入電壓為 V 時功率損耗最高在（最大）.無負載數代表MAX77831被禁用時的狀態，實際上不從V吸收電流IO電源軌，而滿載數代表MAX77831使能時的狀態，POKB/INTB引腳輸出邏輯低電平（正常工作信號）。

VIN（MAX） 12V 且空載時：

根據上面的計算，在這種情況下，VIO = 2V。功率損耗為：

PTOP = V2/R = （VIN - VIO）2/RTOP = （12V - 2V）2/14.846KO = 6.728mW
PBOT = V2/R = （VIO）2/RBOT = （2V）2/2.973KO = 1.345mW
PTOTAL = PTOP + PBOT = 6.728mW + 1.345mW = 8.073mW

在 VIN（最大值） 12V 和滿負載時：

在這種情況下，通過求解以下公式來計算 VIO：

（VIN - VIO）/RTOP = VIO/RBOT + ILOAD
ILOAD = 2μA + VIO/800kO + VIO/15kO

插入 VIN = 12V，RTOP = 14.864kO，RBOT = 2.973kO，獲得 VIO = 1.708V。接下來，計算功率損耗：

PTOP = V2/R = (VIN - VIO)2/RTOP = (12V - 1.708V)2/14.864KO = 7.126mW
PBOT = V2/R = (VIO)2/RBOT = (1.708V)2/2.973KO = 0.981mW
PTOTAL = PTOP + PBOT = 7.126mW + 0.981mW = 8.107mW

同樣，該電阻對表示適用于電阻分壓器的理論最大電阻。在實踐中，選擇標稱值小于這些值的電阻，以實現更窄的VIO電壓范圍。但請記住，電阻越小，電阻分壓器的功率損耗越高。因此，上面計算的功率損耗數是 V 的最低可能數IO電源解決方案采用電阻分壓器，支持7.6V至12V輸入電壓范圍。選擇特定電阻器部件時，請注意電阻器封裝的額定功率。

選項 2：帶齊納二極管的并聯穩壓器

圖4.帶齊納二極管的并聯穩壓器。

如果應用具有較寬的輸入電壓范圍，而電阻分壓器不起作用，則并聯穩壓器是一個可行的選擇。最簡單的并聯穩壓器由電阻器和齊納二極管組成（圖 4）。齊納二極管并聯穩壓器的工作原理是，當齊納二極管處于反向擊穿狀態時，它可以在其端子上保持相對穩定的電壓（在一定的反向電流范圍內，齊納電壓根據流過齊納二極管的反向電流量而變化）。

齊納二極管具有許多不同的擊穿電壓，最低的擊穿電壓在1V至2V范圍內，是V的完美候選者。IO電源電壓。然而，與擊穿電壓較高的齊納二極管相比，擊穿電壓小于5V的齊納二極管在其工作范圍內往往具有較大的電壓變化，這種變化可能超過標稱齊納電壓的100%。圖5顯示了齊納二極管系列的擊穿特性曲線示例。我們感興趣的2V型號的齊納電壓從1μA時的小于10V到2mA時的約5.20V不等。因此，確保齊納二極管偏置在MAX77831的V以內的工作點。IO電壓范圍。偏置電流由串聯電阻R設定S.有一個適用于特定輸入電壓范圍的理論電阻范圍。讓我們以相同的輸入范圍7.6V至12V為例來探索它。

圖5.齊納二極管擊穿特性曲線示例。

首先，選擇額定齊納電壓在1.08V至2V之間的齊納二極管。從數據手冊中獲取其齊納電流IZ與齊納電壓 V 的關系Z曲線。注意齊納電壓變化。變化越大，可接受的串聯電阻范圍越小。因此，選擇電壓變化相對較小的齊納二極管。本例選擇的型號是圖2中的5V變體。從其 I-V 曲線，估計曲線的方程。該公式稍后用于計算齊納二極管的工作點。Microsoft Excel是完成此任務的絕佳工具。只需選取一些均勻分布在原始 I-V 曲線上的點，將它們輸入到 MS Excel 中，創建散點圖，然后使用趨勢線函數生成最佳擬合曲線并得到其方程。圖6顯示了所選2V齊納二極管的I-V曲線的最佳擬合曲線，該曲線使用上述方法生成，公式為VZ= 1.6121 × （1000 × IZ)0.1497.

圖6.齊納二極管I-V曲線方程估計示例。

讓我們計算 R 的理論最大值S.理論最大值RS受到齊納電壓不能低于V的要求的限制IO（分鐘）.除了確定齊納偏置電流外，該串聯電阻還與并聯穩壓器可以提供的最大負載電流有關。R 越高S，負載能力越小。此外，具有一定的值或RS，輸入電壓越高，負載能力越強。因此，最大 RS應在 V 下輸入電壓計算在（分鐘）和輸出電壓為 VIO（分鐘）滿負荷供電。流過 R 的電流量S是齊納電流和負載電流的組合。根據齊納二極管I-V特性方程，確定V時齊納電流Z是 VIO（分鐘）1.08V. 插頭 VZ= 1.08V 至 VZ= 1.6121 × （1000 × IZ)0.1497并得到我Z= 68.85μA。

并且，電阻電流量為：

IR = IZ @ [VZ = VIO(MIN)] + [ILOAD(MAX) @ [VZ = VIO(MIN)] = 68.85μA + 75.35μA = 144.20μA

有了這個，最大RS可以使用歐姆定律確定。

RMAX = (VIN(MIN) - VIO(MIN))/IR = (7.6V - 1.08V)/144.20μA = 45.215kO

這表示適用于 R 的理論最大值S.任何更高的 R 值SV 中的結果IO電壓降至 V 以下IO（分鐘）1.08V （提供滿載時，輸入電壓為 V在（分鐘）7.6V。

接下來，計算 R 的理論最小值S.同樣，最小值 RS受到齊納電壓不能超過V的要求的限制IO（最大）.因為更高的IZ產生更高的 VZ，在 I 的條件下執行計算Z最大化。因此，與前面的計算相反，R 的最小值S使用V的輸入電壓計算在（最大）和輸出電壓為 VIO（最大）空載供電。再次，確定我Z當 VZ是 VIO（最大）2V，插頭 VZ= 2V 至 VZ= 1.6121 × （1000 × IZ)0.1497并得到我Z= 4.222mA.由于沒有負載電流，電阻電流與V相同Z.

IR = IZ @ [VZ = VIO(MAX)] = 4.222mA

這樣，可以使用歐姆定律確定最小 RS。

RMIN = (VIN(MAX) - VIO(MAX))/IR = (12V - 2V)/4.222mA = 2.369kO

到目前為止，確定串聯電阻應在2.369kO和45.215kO之間，以確保該并聯穩壓器的輸出電壓保持在MAX77831的V范圍內。IO電壓范圍。接下來，計算此解決方案的功率損耗。與電阻分壓器解決方案一樣，選擇的電阻值越高，串聯電阻和齊納二極管的功率損耗越小。讓我們用 R 計算功率損耗S= 45.215kO，這表示該解決方案在輸入范圍為7.6V至12V時的最大功率損耗，例如齊納二極管。使用特定的串聯電阻器時，輸入電壓越高，功率損耗越高。所以，在 V 處計算在（最大）例如 12V。同樣，當MAX77831被禁用時，沒有負載數代表條件，并且實際上不會從V吸收電流IO電源軌，而滿載數代表MAX77831使能時的狀態，POKB/INTB引腳輸出邏輯低電平（正常工作信號）。

At VIN(MAX) 12V and no load:

首先，確定齊納二極管的工作點。為此，求解涉及特定齊納二極管的串聯電阻和I-V特性的方程：

(VIN - VZ)/RS = IZ
VZ = 1.6121 × (1000 × IZ)0.1497

插入 V在= 12V 和 RS= 45.215kO，得到 VZ= 1.299V 和 IZ= 236.663μA.現在，計算功率損耗。

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.299V)2/45.215kO = 2.533mW
PZ = VZ × IZ = VIO × IZ = 1.299V × 236.663μA = 307.425μW
PTOTAL = PR + PZ = 2.533mW + 307.425μW = 2.840mW

在VIN(MAX) 12V 和滿負載：

同樣，首先，通過求解以下公式來確定齊納二極管的工作點：

(VIN - VZ)/RS = IZ + ILOAD
ILOAD = 2μA + VZ/800kμ + VZ/15kμ
VZ = 1.6121 × (1000 × IZ)0.1497

插入 VIN = 12V 和 RS= 45.215kO，得到 VZ= 1.218V 和 IZ= 153.737μA.現在，計算功率損耗。

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.218V)2/45.215kO = 2.571mW
PZ = VZ × IZ = VIO × IZ = 1.218V × 153.737μA = 187.252μW
PTOTAL = PR + PZ = 2.571mW + 187.252μW = 2.758mW

上面計算的功率損耗數是 V 的最小可能數IO支持7.6V至12V輸入電壓范圍的電源解決方案，使用并聯穩壓器和示例齊納二極管。這些數字僅給出估計值，應針對不同的齊納二極管重復計算。實際上，本例選擇標稱值小于45.215kO且在計算允許范圍內的電阻，以允許容差。但請記住，電阻越小，并聯穩壓器的功率損耗就越高。選擇特定電阻器和齊納二極管器件時，請注意元件封裝的額定功率。

選項 3：帶 TLV431 電壓基準 IC 的并聯穩壓器

圖7.帶 TLV431 的并聯穩壓器。

圖8.帶 TLV431 和電阻分壓器的并聯穩壓器。

并聯穩壓器的另一種特點是更換齊納二極管，改用 TLV431 基準電壓源 IC（圖 7）。與采用齊納二極管的 IP 相比，TLV431 IC 提供更穩定的輸出電壓（變化為 1.5% 或更小），與偏置電流無關（在少量最小陰極電流（通常約為 50μA 之后），如圖 9 所示。因此，與本應用筆記中介紹的前兩個選項不同，其中 VIO電壓根據工作條件而變化，使用 TLV431 可確保恒定的 VIO電壓。TLV431 的基準電壓為 1.24V。選擇此項作為 VIO電壓（如果需要最小化元件數量）（圖 7）。如果不同的 VIO需要電壓，可以在電路中增加一對電阻分壓器以實現不同的VIO電壓（圖8）。

圖9.示例 TLV431 I-V 特性曲線。

讓我們再次使用相同的輸入范圍7.6V至12V再做一個例子。請記住，從前面的齊納二極管示例中，串聯電阻R有一個理論上限和下限S，受MAX77831的V限制IO電壓范圍 1.08V 至 2V。在TLV431的情況下，輸出電壓是恒定的。因此，R沒有理論上的下限S（實際功率損耗除外）。但是，存在上限，因為 TLV431 具有保持基準電壓 1.24V 的最小陰極電流要求。對于所選的特定 TLV431 IC，該值在數據手冊中列為 80μA 最大值。最大 RS當MAX80從V吸收最大電流時，應確保至少有431μA電流流過TLV77831IO軌。V時的最大負載電流IO= 1.24V 為：

ILOAD = 2 μA + VIO/800kO + VIO/15kO = 2μA + 1.24V/800kO + 1.24V/15kO = 86.22μA

So, the total RS current at this condition is:

IR = ILOAD + IK(MIN) = 86.22μA + 166.22μA

With this, the maximum value for RS is:

RS = (VIN(MIN) - VIO)/IR = (7.6V - 1.24V)/166.22μA = 38.263KO

接下來，計算V處的功率損耗在（最大）12V，因為輸入電壓越高，功率損耗越高。

At VIN(MAX) 12V and no load:

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.24V)2/38.263KO = 3.026mW

由于沒有負載，流過 TLV431 的電流與電阻電流相同。

IK = IR = (VIN - VIO)/RS = 12V - 1.24V)/38.263kO = 281.212μA
PTLV431 = VKA × IK = VIO × IK = 1.24 × 281.212μA = 348.702μW
PTOTAL = PR + PTLV431 = 3.026mW + 348.702μW = 3.375mW

At VIN(MAX) 12V and full load:

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.24V)2/38.263kO = 3.026mW
IK = IR - ILOAD = (VIN - VIO)/RS - ILOAD = (12V - 1.24V)/38.263KO - 86.22μA = 194.992μA
PTLV431 = VKA × IK = VIO × IK = 1.24V × 194.992μA = 241.790μW
PTOTAL = PR + PTLV431 = 3.026mW + 241.790μW = 3.268mW

同樣，上面計算的功率損耗數是針對最大 RS，因此，它是 V 的最低可能功率損耗數IO采用帶 TLV7 IC 的并聯穩壓器支持 6.12V 至 431V 輸入電壓范圍的電源解決方案。實際上，本例選擇標稱值小于38.263kO的電阻，以允許容差。但請記住，電阻越小，并聯穩壓器的功率損耗就越高。選擇特定電阻器和 TLV431 器件時，請注意元件封裝的額定功率。

選擇正確的選項

到目前為止，我們已經瀏覽了一些可用于 V 的簡單選項IO供應，但如何決定搭配哪一個？讓我們看下面的比較表。

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如果應用具有恒定的輸入電壓或輸入電壓相對較窄，則最便宜且占位最小的選擇是電阻分壓器。如果應用程序需要常量 VIO電壓，那么最好的選擇是帶有 TLV431 IC 的并聯穩壓器。否則，請使用帶有齊納二極管的并聯穩壓器。

結論

本應用筆記探討了使用電阻分壓器、齊納二極管和TLV431 IC產生V的選項IO當I時為MAX77831提供電壓2系統中不存在 C。每個選項都有其優點和局限性。除了討論的選項之外，還有其他可用的選項，例如線性穩壓器。但是，考慮到成本、尺寸和其他方面，除非系統中有其他元件也計劃使用該電源軌，否則應為MAX77831的V提供專用線性穩壓器。IO供應似乎矯枉過正，因此不推薦。

MAX77831為高效率（97%峰值）、降壓-升壓穩壓器，具有寬輸入電壓范圍（2.5V至16V）和寬輸出電壓范圍（4.5V至15V，內部反饋為3.15V至18V，外部反饋為77831V至<>V）。它可以提供<>W的連續輸出功率。它包含許多有用的功能，包括DVS，可編程電流限制，過流保護（OCP），過壓保護（OVP），電源正常，輸出有源放電等等。

審核編輯：郭婷