二級運算放大器的設計過程及電路仿真

運算放大器采用圖1所示的電路結構，電路中的電流源均采用共源共柵結構，可以獲得較高的共模抑制比和電流復制精度。其性能指標為增益帶寬積GBW=100MHz，負載電容CL=2pF。本設計采用的工藝庫中NMOS的最小溝道長度為0.5μm，PMOS的最小溝道長度為0.55μm。

圖1 二級運算放大器的電路結構

2 設計過程

圖1所示的運算放大器的增益帶寬積

次主極點頻率

在第一級差分放大級的NMOS電流鏡負載處引入了零極點對，極點頻率為

零點在左半平面，其頻率為2fm。

設有如下關系：

則可以取

2.1 確定MN5的L, W及ID

根據(jù)fnd的表達式和α、β、γ參數(shù)的定義可得

其中，fT,MN5為MN5晶體管的特征頻率。代入數(shù)據(jù)可得

且有

取gm/ID=16，可以得到

根據(jù)圖2所示的fT與gm/ID的關系曲線，可以得到MN5的溝道長度為

另外，根據(jù)圖3所示的ID/W與gm/ID的關系曲線，可以得到MN5的溝道寬度為

圖2 用于確定MN5溝道長度的fT-gm/ID曲線

圖3 用于確定MN5溝道寬度的ID/W-gm/ID曲線

2.2 確定MP13和MP14的L及W

取所有PMOS電流源的gm/ID=10。較小的gm/ID值有利于減小負載管的噪聲和減小閾值電壓失配引起的電流復制誤差。電路對于MP13和MP14的溝道長度沒有嚴格的約束條件，可以選擇溝道長度

根據(jù)圖4所示的ID/W與gm/ID的關系曲線，可以得到

圖4 用于確定MP13和MP14溝道寬度的ID/W-gm/ID曲線

2.3 確定MP7和MP8的L, W及ID

由GBW的表達式可以計算出MP7和MP8的跨導為

在運算放大器的單位負反饋應用中，由于輸出端與反相輸入端直接相連，使得CGS,MP8與CL并聯(lián)，導致等效負載電容CL’=CL+CGS,MP8增大，增益帶寬積和相位裕度減小。為了減小CGS,MP8的影響，可以通過設計使得CGS,MP8<0.1CL。取CGS,MP8=0.2pF，可以計算出MP7和MP8的特征頻率為

取gm/ID=16，則根據(jù)圖5所示的fT與gm/ID的關系曲線，可以得到MP7和MP8的溝道長度為

通過MP7和MP8的電流均為

根據(jù)圖6所示的ID/W與gm/ID的關系曲線，可以得到MP7和MP8的溝道寬度為

圖5 用于確定MP7和MP8溝道長度的fT-gm/ID曲線

圖6 用于確定MP7和MP8溝道寬度的ID/W-gm/ID曲線

2.4 確定MN1~MN4的L及W

為了減小鏡像零極點對對于運算放大器相位裕度的影響，可以將鏡像極點頻率設置到GBW的10倍處，即fm=10GBW。據(jù)此，有

取gm/ID=10，根據(jù)圖7所示的fT與gm/ID的關系曲線，可以得到MN3和MN4的溝道長度為

根據(jù)圖8所示的ID/W與gm/ID的關系曲線，可以得到MN3和MN4的溝道寬度為

MN1和MN2的溝道長度和溝道寬度與MN3和MN4取相同值即可。

圖7 用于確定MN3和MN4溝道長度的fT-gm/ID曲線

圖8 用于確定MN3和MN4溝道寬度的ID/W-gm/ID曲線

2.5 確定MP5和MP6的L及W

MP5, 6的溝道長度取與MP13, 14相同的值，即

根據(jù)圖9所示的ID/W與gm/ID的關系曲線，可以得到MP5和MP6的溝道寬度為

圖9 用于確定MP5和MP6溝道寬度的ID/W-gm/ID曲線

2.6 確定偏置電路晶體管的尺寸

第一級差分對的尾電流源大小為ID,MP5=157.5μA，第二級的負載電流源大小為ID,MP13=314.4μA。取IB1=IB2=78.75μA，則ID,MP5=2
IB1，ID,MP13=4 IB1。因此可以確定MP1~4的尺寸為

取ID,MP19=ID,MP7,8=0.5 ID,MP5=IB1，因此

2.7 確定消零電阻RZ的大小

為了使消零電阻RZ可以將補償電容CC引入的右半平面零點移動到左半平面，并且最好能夠和次主極點相抵消，則有

代入數(shù)據(jù)可得

3 電路仿真

3.1 增益帶寬積與相位裕度

用于仿真GBW和PM的電路如圖10所示，其中的運算放大器采用前文所設計的運算放大器，對其施加共模電壓2.5V作為輸入端的靜態(tài)工作點電壓，負載電容CL=2pF。經過仿真，發(fā)現(xiàn)GBW只有82MHz，沒有達到100MHz。為此，將IB1和IB2提高至108μA。仿真結果如圖11所示，可以看出仿真結果為GBW=112MHz，PM=70?，低頻增益為75dB。

圖10 用于仿真GBW和PM的電路圖

圖11 GBW和PM的仿真結果

3.2 共模輸入范圍

用于仿真共模輸入范圍的電路圖如圖12所示。共模輸入范圍的仿真結果如圖13所示，可以看出共模輸入范圍為0.05V至4.63V。電壓跟隨器連接方式的運算放大器在此范圍內可以展現(xiàn)出很好的電壓跟隨特性，其電壓傳輸特性曲線的斜率為1。

圖12 用于仿真共模輸入范圍的電路圖

圖13 共模輸入范圍的仿真結果

3.3 輸出擺幅

用于仿真輸出擺幅的電路如圖14所示。在單位增益反饋結構中，電壓傳輸曲線的線性受到共模輸入范圍的限制。因此，若采用高增益反饋，傳輸曲線的線性部分與放大器輸出電壓擺幅一致。圖14采用增益為10的同相放大器。輸出擺幅的仿真結果如圖15所示，可以看出輸出電壓擺幅為0.15V至4.9V。

圖14 用于仿真輸出擺幅的電路圖

圖15 輸出擺幅的仿真結果

3.4 共模抑制比

用于仿真共模抑制比的電路如圖16所示。仿真結果如圖17所示，可以看出低頻時的CMRR=77dB; 在5MHz處CMRR下降3dB; 在1kHz至10GHz頻段內，CMRR最小為20dB。

圖16 用于仿真共模抑制比的電路圖

圖17 共模抑制比的仿真結果

3.5 電源抑制比

用于仿真電源抑制比的電路如圖18所示，在電源線上引入小信號電壓波動。電源抑制比的仿真結果如圖19所示，可以看出，低頻下的PSRR=104dB; 在433kHz處，PSRR下降3dB; 在1kHz至10GHz頻段內，PSRR最小為15dB。

圖18 用于仿真電源抑制比的電路圖

圖19 電源抑制比的仿真結果

3.6 小信號建立特性

用于小信號建立特性仿真的電路圖如圖20所示，在輸入端施加0.1V的階躍小信號電壓。小信號建立特性的仿真結果如圖21所示。在圖21中，黃色曲線為輸入電壓的波形，紅色曲線為輸出電壓的波形。從圖21可以看出，峰值時間tp=5.8ns?1ns=4.8ns，最大超調σp=(2.600V?2.596V)/2.596V=0.15%，振蕩次數(shù)N=1。

圖20 用于仿真小信號建立特性的電路圖

圖21 小信號建立特性的仿真結果

3.7 等效輸入噪聲

由于所設計的運算放大器輸入端均為柵極，其輸入電阻為無窮大，因此可以只考慮等效輸入噪聲電壓，而忽略等效輸入噪聲電流。用于仿真等效輸入噪聲的電路圖如圖22所示。仿真結果如圖23所示，可以看出，在1kHz處，等效輸入噪聲電壓大小為214nV/√Hz; 在10kHz處，等效輸入噪聲電壓大小為68nV/√Hz。

圖22 用于仿真等效輸入噪聲的電路圖

圖23 等效輸入噪聲電壓的仿真結果

3.8 非線性

有許多性能指標可以反應電路的非線性，在這里選擇輸入1dB壓縮點作為衡量非線性的指標。用于仿真輸入1dB壓縮點的電路如圖24所示，為單位增益負反饋結構，其中輸入端口PORT0的頻率設為1kHz，源阻抗設為50Ω，產生正弦波信號; 輸出端口PORT1的阻抗設為1MΩ。仿真結果如圖25所示，可以看出輸入1dB壓縮點為+12.8dBm。