為了實現高功率密度，使用了混合電感-電容開關轉換器。這些混合電感-電容開關可防止瞬態浪涌電流，這通常會導致傳統開關電容轉換器的輸出損耗 。許多不同的轉換器拓撲可以輕松混合，并有助于從軟充電操作中受益。然而，圖 1 中的 Cockcroft-Walton 是首選拓撲，因為它提供的開關和電容器電壓應力較小 。

本文將討論三個貢獻。它將通過對 N 相切換和分相切換方案進行比較并突出它們的優勢來初步分析它們。對于小負載，N 相方案效率更高，而分相方案適用于較重的負載。其次，通過應用分相時鐘演示了CW 轉換器。第三，使用氮化鎵 FET 進行了演示，從而產生了非常大的功率密度，即 483.3 kW/升。這伴隨著柵極驅動集成電路和高密度隔離電平移位的應用。

圖 1：Cockcroft-Walton 轉換器電路

在本文中，將討論 N 相和分相開關技術。它還將關注離散原型和測量結果。

操作理論

N相切換

對于將 N 相時鐘方案應用于 1:n 混合 LC CW 轉換器的 N = 5 電路

，圖 2 ［1］ 顯示了相位進展圖。當單個

有源電壓環路通過電感器時，每個開關都會經歷零電流切換。為了監控 N 相，通過

將電流檢測硬件與電感器串聯來使用簡化電路。這減少了靜態電流消耗

與使用多個傳感器的分相開關進行比較。這個 N 相開關電路顯示了平滑的正弦電壓轉換，沒有突然的電荷共享（圖 3）。為了獲得 160 歐姆的負載，18 V 的輸入電壓與 N = 5 個 CW 轉換器 ［1］ 一起使用。紅色開關可以看到 S5、S6 和 S9 處的電壓應力。這表明增加的負載可能會增加內部電壓紋波，從而產生反向體二極管導通 ［1］。如果二極管在正向方向上較大或電壓較低，則由于二極管負載較重，這種傳導損耗可能會導致效率降低。

圖 2：使用 N 相開關的 1:5 CW 轉換器的不同相位

圖 3：N 相開關波形

分相開關

分相時鐘方案能夠以較高的輸出功率實現較小的輸出電壓紋波。這是一種使用基于二極管的電荷泵的主動開關方法，這些電荷泵以電感方式加載 ［1］。它依賴于零電流開關和時序敏感的零電壓開關，因此，與 N 相開關相比，它意味著額外的傳感電路。

一個 1:5 CW 轉換器用于演示圖 4 中的分相操作。要初始化主相，必須對其子相進行初始化，這些都是通過滿足 ZVS 條件來完成的。這些條件讓開關 S6 啟動階段 1，S5 和 S9 啟動階段 2。要啟用階段 1b，VC3 = VC4。同樣，要參與階段 2c，VC2 = VC3。快速電容器上的平滑電壓轉換表示平滑、無突變的傳輸。開關電壓應力如圖 5 所示，第 2 階段的 S5 和 S9 開關以及第 1 階段的 S6 開關的 ZVS 用綠色表示。

圖 4：使用分相開關的 1:5 CW 轉換器的不同相位

圖 5：分相開關波形

比較

N 相顯示更好的開關活動，每個周期有 13 個開關，與分相相比，分相僅顯示 9 個開關的周期，如圖 2 和 4 所示。然而，對于相同的組件，在諧振條件下運行時，N 相與分相相比要慢 60%。因此，具有降低開關損耗的 N 相對于輕負載是有效的。在商業應用中，隨著傳感的硬件要求進一步降低，這種效果會進一步增加。然而，分相在較重的負載下顯示出更好的效率。

體二極管導通效應不同于 N 相方案，它會降低其在重負載應用中的效率 。對于小于 2V 的反向偏置，在分相開關中，使用氮化鎵而不是硅來增加本征體二極管中的正向電壓 。

相同的硬件可用于 N 相和分相開關，這使我們產生了用這兩者形成電路的想法。這樣的電路似乎比單獨使用它們中的任何一個都更有益。這有助于在整個開關范圍內最大限度地提高效率 。兩個開關的相變過程中的相同階段可以作為合并點，并可用于將電路從一種開關方案轉換為另一種開關方案 。

可以進一步暗示動態關斷時間調制或脈沖頻率調制以提高兩個開關的輕負載效率。

審核編輯：郭婷