（文章來源：電子學(xué)報，作者：黃顯洋?,?李樹榮?,?姚素英?）

本文提出了一種新穎的放大器結(jié)構(gòu)。它由兩部分組成：前面為跨導(dǎo)放大器，后面則是由電阻反饋形成的跨阻放大器，兩種放大器的組合構(gòu)成了具有高輸入阻抗、低輸出阻抗的電壓放大器。與普通放大器不同的是，在我們設(shè)計的工作條件下，它輸出端的極點幾乎不受負(fù)載電容的影響。用該放大器作為預(yù)放大級，驅(qū)動一單級主放大器所構(gòu)成的兩級運(yùn)放在負(fù)載電容為4pf的情況下實現(xiàn)了超過1GHz的增益帶寬積，瞬態(tài)分析的結(jié)果表明它可以在10ns內(nèi)達(dá)到0。01%的精度（閉環(huán)增益為8），而功耗僅有25mW，遠(yuǎn)低于同性能其他結(jié)構(gòu)的放大器，非常適合作為高速高精度流水線模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的首級余量放大器使用。

流水線ADC以其高速高精度低功耗的優(yōu)點得到廣泛應(yīng)用。近些年來，流水線ADC發(fā)展的趨勢是通過減少每級的位數(shù)，降低對電路中主要功耗元件余量放大器增益帶寬積（GBW）的要求，從而降低整個系統(tǒng)的功耗。但因為每級多位的結(jié)構(gòu)能夠顯著提高ADC的線性，并且可以減少總的級數(shù)以及放低對后面各級精度的要求，所以在高精度的場合有利于性能的提高和功耗的優(yōu)化。由于上述原因，很多高精度的ADC采用第一級多位的結(jié)構(gòu)，這樣就要求首級余量放大器有較大的閉環(huán)增益，對它的增益帶寬積提出了很高的要求，設(shè)計高增益帶寬積低功耗的運(yùn)算放大器成為實現(xiàn)這種高速高精度流水線ADC性能的關(guān)鍵。

流水線模數(shù)轉(zhuǎn)換器中常用的運(yùn)算放大器有：Miller補(bǔ)償?shù)膬杉壗Y(jié)構(gòu)圖1（a），單級結(jié)構(gòu)圖1（b）以及帶有預(yù)放大級的兩級結(jié)構(gòu)圖1（c）。Miller補(bǔ)償?shù)膬蓸O結(jié)構(gòu)優(yōu)點是直流增益高，但是該放大器主極點在內(nèi)部，而輸出端還存在一個位置較低的非主極點，這大大限制了它的速度，而要將非主極點推到較高的頻率需要增加很大的功耗。單級放大器主極點在輸出端，內(nèi)部沒有位置較底的極點，并且通過采用共源共柵結(jié)構(gòu)或者增益自舉（gain-boost）技術(shù)同樣可以達(dá)到很高的直流增益，因此非常適合應(yīng)用在高速場合。但是當(dāng)放大器需要工作在較低的反饋系數(shù)下即實現(xiàn)大的閉環(huán)增益時，單級放大器所需的功耗迅速增加，這是因為：單級放大器的增益帶寬積為gm/C1（gm為放大器輸入管跨導(dǎo)，C1為輸出端有效負(fù)載電容），其環(huán)路增益帶寬約為fgm/C1（f為反饋系數(shù)），當(dāng)負(fù)載電容一定時，為達(dá)到規(guī)定的速度（速度決定于環(huán)路增益帶寬），反饋系數(shù)的減小要求放大器跨導(dǎo)增大;在管子尺寸一定的情況下，跨導(dǎo)與電流的平方根成正比，即反饋系數(shù)減小一半，放大器功耗增加為原來的四倍。

Miller補(bǔ)償?shù)膬杉壗Y(jié)構(gòu)也存在類似的問題。帶有預(yù)放大級的兩級放大器（跨導(dǎo)自舉放大器）是在單級放大器的基礎(chǔ)上加入一高速預(yù)放大電路（如圖1c所示），該預(yù)放大電路通常只需達(dá)到幾倍的直流增益，但必須有很大的帶寬，即不引入較低頻率的極點，以保證兩級運(yùn)放的穩(wěn)定性。該結(jié)構(gòu)放大器的增益帶寬積為Agm/C1（A為預(yù)放大電路的直流增益），預(yù)放大級的加入使整個放大器的增益帶寬積提高為原來的A倍，而這僅僅以預(yù)放大電路本身較小的功耗為代價，因此在需要很高增益帶寬積的放大器時，帶有預(yù)放大級的兩極結(jié)構(gòu)是較理想的選擇。

在設(shè)計預(yù)放大電路時，特別是在高速電路中，主要難點是增加它的帶寬，使預(yù)放大電路所有的極點都遠(yuǎn)離整個放大器閉環(huán)工作的3dB帶寬，這樣才能保證放大器閉環(huán)工作的穩(wěn)定性。通常的預(yù)放大電路如圖1（c）所示，它在其輸出端引入值為1/（gMLCeff）的極點（gML為管ML的跨導(dǎo)，Ceff為預(yù)放大電路輸出端（節(jié)點①）的等效負(fù)載電容，主要是管M2的柵電容）。

電路設(shè)計中，為了獲得大的跨導(dǎo)，管M2尺寸一般較大，帶來的問題是較大的寄生柵電容，從而導(dǎo)致節(jié)點①處的極點頻率較低，影響整個電路的速度或穩(wěn)定性，而要將該極點推倒足夠高的頻率，需要較大的功耗。本文下面要介紹的是我們設(shè)計的一種結(jié)構(gòu)新穎的放大器，用它作為預(yù)放大級可以解決普通預(yù)放大電路由于負(fù)載電容較大帶來的穩(wěn)定性問題，并且不需要增加太多的功耗。該放大器驅(qū)動一單級放大器所構(gòu)成的兩極運(yùn)放在有效負(fù)載電容為4pf的情況下實現(xiàn)了超過1GHz的增益帶寬積，其功耗與同性能的其他結(jié)構(gòu)放大器相比大大降低。

放大器結(jié)構(gòu)及工作原理

我們所設(shè)計的放大器如圖2所示，它由兩部分構(gòu)成，虛線左側(cè)為折疊共源共柵的跨導(dǎo)放大器，右側(cè)則是由電阻反饋所形成的跨阻放大器。跨導(dǎo)放大器的特點是高輸入阻抗和高輸出阻抗，而跨阻放大器則是低輸入阻抗和低輸出阻抗，它們的結(jié)合構(gòu)成了具有低輸出阻抗的電壓放大器。下面對該電路進(jìn)行具體解釋。

為簡化分析，忽略非關(guān)鍵節(jié)點極點的影響，將放大器簡化為圖3所示的等效電路：Ro1、Ro2、C1、C2分別為節(jié)點①、②處的等效電阻和有效負(fù)載電容;Rf為反饋電阻，它分別連接于共源放大器的輸入和輸出端，形成電壓并聯(lián)負(fù)反饋，降低該級的輸入輸出電阻;gm1、gm2則分別為管M1、M2的跨導(dǎo)。由于Ro1、Ro2均為很大的電阻（遠(yuǎn)大于1/gm1或1/gm2），其影響可以忽略不計。需要特別指出的是，該電路的設(shè)計必須滿足C1≤C2（實際電路中一般都很容易滿足該條件），下面的討論都是在這個前提條件下進(jìn)行的。

根據(jù)基爾霍夫電流定律列方程：

gm1Vi+VxsC1+（Vx-V0）/Rf=0（1）

gm2Vx+V0sC2+（V0-Vx）/Rf=0（2）

解方程組得：

由傳輸函數(shù)看出，該放大器可以等效為一二階系統(tǒng)，其直流增益為：

A=gm1（Rf-1/gm2）（4）

它的極點就是方程1+s（C1+C2）/gm2+s2C1C2Rf/gm2=0的根，值為：

其中，

因為C2≥C1

所以，C≈C1，C1+C2≈C2（7）

當(dāng)Δ≥0即C1+C2≥gm2RfC時，方程有兩實根，即放大器有兩個實極點

由式（8）、（9）看出，隨著C2的增加極點s1的絕對值顯著減小，即極點頻率隨C2的增大而降低，這不利于放大器的穩(wěn)定。

當(dāng)C1+C2

公式（10）表明，共厄極點的實部取決于C1，幾乎不受C2值的影響。合理的電路設(shè)計可以保證C1是一個很小的值，從而使整個電路的極點位于很高的頻率。

由上面的分析可以得到以下結(jié)論：當(dāng)C1≤C2，并且C1+C2模擬結(jié)果

利用我們所提出的預(yù)放大電路，設(shè)計了圖4所示的運(yùn)算放大器。它是兩級結(jié)構(gòu)，前級為預(yù)放大電路，后級為套桶式放大器。

若需要更高的直流增益或者較大的輸出電壓擺幅，圖中所示單級放大器可以采用增益自舉放大器。

該兩極運(yùn)算放大器用于實現(xiàn)8倍的閉環(huán)增益，用0.35μmCMOS工藝模型在Spice中進(jìn)行模擬，模擬的電路示意圖見圖5。當(dāng)輸入為0.125V的階躍信號時，Hspice瞬態(tài)分析的結(jié)果如圖6所示：

由模擬結(jié)果得到運(yùn)算放大器的各種參數(shù)值如表1所示：

若去掉預(yù)放大級而僅僅采用后面的單級放大器，即使將輸入管的尺寸加倍，也需要高達(dá)80mW的功耗。并且增大輸入管的尺寸會使放大器的輸入端寄生電容增加，而應(yīng)用于流水線ADC中時，該電容會影響ADC的各項性能。

與單級放大器相比，圖4所示電路還有一個突出的優(yōu)點：輸入共模范圍大。當(dāng)然單級電路也可以采用折疊共源共柵結(jié)構(gòu)來增加輸入共模范圍，但采用這種結(jié)構(gòu)會使功耗大大增加。

對于預(yù)放大級，從Hspice的輸出文件中提取各項參數(shù)代入（4），（10）中進(jìn)行計算，計算結(jié)果與模擬結(jié)果對比如表2：

可以看到，理論計算值與實際模擬結(jié)果十分接近，證明了前面所做推導(dǎo)的正確性。

總結(jié)

本文介紹了一種適用于高速高精度流水線ADC的運(yùn)算放大器，它是帶有預(yù)放大級的兩級結(jié)構(gòu)。其中，用做預(yù)放大級的放大器是由我們特殊設(shè)計的，它在負(fù)載電容較大的情況下仍能達(dá)到很高的帶寬，我們對它的傳輸函數(shù)進(jìn)行了理論推導(dǎo)，模擬結(jié)果證實了推導(dǎo)結(jié)論的正確性。用0.35μmCMOS工藝所設(shè)計的該類型運(yùn)算放大器在負(fù)載電容為4pf的情況下，實現(xiàn)了超過1GHz的增益帶寬積，功耗僅為25mW，遠(yuǎn)低于同性能其他結(jié)構(gòu)的放大器。

責(zé)任編輯：gt