當今主流的下變頻接收方式主要是中頻接收技術，具體為：將射頻信號首先轉化為中頻信號，然后再轉化為基帶信號進行處理。對射頻信號直接進行采樣在技術上還很難實現，而且成本上也不合算。在當前變換的研究中，大部分應用都是先將射頻信號變換到中頻，再對模擬信號進行數字化，然后采用數字下變頻技術和多速率信號處理技術對信號進行后續處理。

1、正交架構理論分析

正交ADC架構框圖如圖1所示。

首先，射頻輸入信號為實數，表示如下：

如果對兩路輸出都進行數字化，則輸入帶寬可以翻一倍，這一點可以從時域或頻域進行解釋：在時域中，如果采樣頻率為fs，則當達到最高輸入頻率時，必須能在一個周期內獲得兩個采樣樣本，以滿足奈奎斯特采樣速率，那么，最高輸入頻率則為fs／2，如果還有一個Q信道，則將采集到多于兩個樣本，所以最高輸入頻率可以擴展到fs。從頻域來說，如果輸入為實數，則輸出具有正頻率分量和負頻率分量，則非模糊的最高頻率為fs／2；對于復數來說，因為沒有負頻率分量，所以最高輸入頻率可以擴展到fs。但是當變頻器覆蓋一個較寬的帶寬時，I信道與Q信道可能出現不平衡性，兩個信道的輸出可能具有不同的幅度，其相對相位也可能正好相差90°，這種不平衡性可能會導致信道產生一個鏡像信號，其理論分析如下：其中s（t）為實信號：

由圖2知，當相位不平衡度小于2°時，若幅度平衡度小于0．15 dB，鏡像幅度將比期望信號小35 dB；如果幅度不平衡度為1．5 dB，相位不平衡低于20°時，鏡像將比期望信號幅度小15 dB。

本設計中選用SRQ一2116正交混頻解調器，采用Agilent VNA E5071C網絡分析儀測試相位不平衡度。圖3給出用SRQ一2116評估板測試的結果。由圖3可見，在1 943～1964 MHz范圍內相位不平衡度遠小于2°。

RF為一25

在這種情況下對鏡像的抑制可達35 dB。

2、本振泄漏的抑制

LO泄漏調零的HyperLynx原理電路見圖5。R28和R31阻值為8 kΩ，為使基帶信號的正交耦合最小，可以增大旁路電容C24和C30。連接S6的1，2將電壓源連到IBIAS，將IBIAS電壓從零開始往上調整，同時觀察LO泄漏是增大還是減少。如果減少，說明IBIAS偏置的極性是對的；如果增大，則負向調整IBIAS偏置，或將S6連接改為2，3。用同樣的方式調整QBIAS，優化IBIAS，QBIAS，使LO的泄漏趨近于零。

通過在I／Q端口引入直流偏置的方法可以對RF端口的LO泄漏進行調零，使其泄漏電平低于--80 dBm。但會引起I／Q端IF接口的阻抗不匹配而使性能變差，因此必須使I／Q端口和ADC驅動電路相匹配。如果不匹配，LO的二次諧波會泄漏到解調器的I／Q輸出端口，這種泄漏將抵消LO調零的效果，而且LO信號在I／Q中頻IF端口反射產生的殘余直流成分會影響調零狀態。

中頻濾波器的仿真見圖6。通過中頻低通濾波器可以去掉信號中不必要的高頻成分，降低采樣頻率，避免頻率混淆，去掉高頻干擾。本設計采用了ADS仿真軟件進行了濾波器的設計及仿真。為了更好地觀察更高頻率的結果，特地增加了仿真的頻率范圍。通過仿真結果可以看到，在射頻范圍內濾波器能夠比較好地滿足實際的要求。

RLC濾波電路見圖7。選擇50Ω的阻值并根據轉角頻率1／（2RC）選擇合適的電容C，這樣可以充分濾除fLO和2fLO雜波，而且不會影響基帶最高頻率處的頻響特性平坦度；對于I+／I一和Q+／Q一端的共模fLO和2fLO信號，RC網絡相當于一個25Ω的端接電阻。RC網絡為fLO和2fLO泄漏提供了吸收路徑；電感則提供了高阻路徑來抑制反向輻射。通過測量可知，對fLO和2fLO泄漏的抑制分別可達8 dB和14．5 dB。

3、 結 語

對寬帶正交架構在模擬域內的設計及實現的一些關鍵技術以及在實際設計中會遇到的一些技術難點進行了研究論證，并且創造性地提出了相應的解決方法。通過仿真和使用網絡分析儀進行實際測試可以得出，本文的設計方法完全符合系統的要求，并具有一定的借鑒意義。

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