您使用過任何ADC（Δ-Σ或SAR）并使其工作在過采樣模式下嗎？ 您是否得到了需要的結果？ 您遇到過什么問題嗎？

以前有些關于Δ-Σ和SAR（逐次逼近型）ADC概述中，曾討論過信噪比（SNR）和有效位數（ENOB）相關的過采樣技術。 過采樣技術最常用于Δ-Σ型ADC，但也可用于SAR ADC。 本文將對此做進一步討論。 首先是系統級概要介紹：

用于光譜分析、磁共振成像（MRI）、氣相色譜分析、振動、石油/天然氣勘探和地震儀的高性能數據采集信號鏈要求具備高動態范圍（DR）性能，同時降低功耗、尺寸和成本。 獲得較高動態范圍的一種方法，是對轉換器過采樣，以便精確監控并測量來自傳感器微弱和強烈的輸入信號。

還有其它多種方法可以提升ADC動態范圍，比如并行運行多個ADC并對輸出結果進行數字后期處理以獲得平均值，或者使用可編程增益放大器。 然而，有些設計師可能會覺得這些方法太麻煩，或者覺得不能在他們的系統中實現——這主要是因為功耗、尺寸以及成本的限制。 本技術文章重點討論高吞吐速率、5 MSPS、18/16位精密SAR轉換器的過采樣，利用直觀的ADC樣本求均值，提升動態范圍性能。

過采樣描述

過采樣是一種 高性價比的過程，以大幅高于奈奎斯特頻率的速率對輸入信號進行采樣，提升SNR和分辨率 （ENOB），同時還能降低抗混疊濾波器的要求。 原則上講，對ADC進行4倍過采樣可額外提供1位分辨率，或增加6 dB的動態范圍。 提升過采樣率（OSR）可降低整體噪聲并增加DR，因為過采樣為ΔDR = 10log10 （OSR），單位dB。

類似于Δ-Σ型ADC過采樣、高吞吐速率SAR ADC過采樣還能改善抗混疊性能，并降低總噪聲。 很多情況下，過采樣是Δ-Σ型ADC的固有屬性，可以順利實現，并且集成數字濾波器和抽取功能。 然而，Δ-Σ型ADC通常不適合用于輸入通道間的快速切換（多路復用）。 如圖1所示，Δ-Σ型ADC基本過采樣調制器對量化噪聲進行整形，使其大部分出現在目標帶寬以外，從而增加低頻下的整體動態范圍。 然后，數字低通濾波器（LPF）過濾目標帶寬以外的噪聲，抽取器降低輸出數據速率，使其回落至奈奎斯特速率。

圖1. 奈奎斯特轉換器過采樣

5 MSPS、18/16位精密轉換器

關于其實際工作原理的示例，可參考AD7960和AD7961器件。 這兩款器件分別是18/16位ADC，最高轉換速率為5 MSPS。 它們使用專有的容性數模轉換技術，可降低噪聲并改善線性度，同時不會產生延遲或流水線延遲。 由于兼具低RMS噪聲和高吞吐速率性能，因而實現了低噪底。 這使得這些ADC適合于過采樣應用。

AD7960/AD7961系列采用1.8 V和5 V電源供電，在自時鐘模式下進行轉換時，5 MSPS速率的功耗僅為39 mW；而在回波時鐘模式下進行轉換時，5 MSPS速率的功耗為46.5 mW。 如圖2所示，功耗隨吞吐速率線性變化，使其非常適合低功耗便攜式應用。

圖2. AD7960功耗與吞吐速率的關系

圖3. AD7960/AD7961評估設置的原理示意圖（未顯示所有去耦）

AD7960/AD7961評估設置

AD7960/AD7961系列可將反相模擬輸入信號（IN+和IN?）的差分電壓轉換為數字輸出信號。 模擬輸入IN+和IN?要求共模電壓等于基準電壓的一半。 低噪聲、低功耗放大器AD8031緩沖來自低噪聲、低漂移ADR4550的5 V基準電壓，還可緩沖AD7960/AD7961的共模輸出電壓（VCM）。

低噪聲和超低失真ADA4899-1配置為單位增益緩沖器，并以0 V至5 V差分反相（相互之間呈180°反相）驅動AD7960/AD7961的輸入。 電路使用+7 V和-2.5 V電源，用于ADA4899-1驅動器的輸入，以最大程度降低功耗，實現最佳系統失真性能。 使用EVAL-AD7960FMCZ子板和EVAL-SDP-H1控制器板評估設置簡化原理圖如圖3所示。

在本文第一部分，我們開始討論采用SAR ADC來降低噪聲、增加動態范圍和ENOB， 方法是基于過采樣——一般用于低速、高分辨率?-Σ型ADC——其它器件較少采用。 然后，我們進而討論了使用評估板和軟件的SAR ADC測試結果。

在第二部分，我們將繼續討論AD7960/AD7961。 我們還將討論可用的評估板和軟件，它們可以進行分析。 我們將看到這些ADC的性能如何。 通過ADC的FFT輸出，使用評估板可輕松看出性能。

測量結果

過采樣能力由AD7960/AD7961評估軟件對ADC輸出樣本簡單求平均而實現，也就是說，將ADC樣本數量相加，然后除以過采樣率，從而提升動態范圍。 該軟件允許用戶從配置選項卡的下拉菜單中選擇高達256的過采樣率，如圖4所示。可實現的最大動態范圍受限于系統的低頻1/f噪聲，該噪聲在低于20 kSPS的較低輸出數據速率下占主導地位。

圖4. AD7960/AD7961評估軟件面板

從直流到fs/2范圍內的信號頻譜以及平坦噪聲如圖5和圖6所示，表示可對噪聲進行過濾，使其降低至fs/（2 × OSR），以改善動態范圍和SNR。 此時，過采樣動態范圍是峰值信號功率與ADC輸出FFT測量的噪聲功率之比，測量范圍為直流至fs/（2 × OSR），其中fs表示ADC采樣速率。

圖5. AD7960在無輸入信號且fIN = 1 kHz時的過采樣FFT輸出（OSR = 256，REF = 5 V）

圖6. AD7961在無輸入信號且fIN = 1 kHz時的過采樣FFT輸出（OSR = 256，REF = 5 V）

如數據手冊所述，采用5 V基準電壓源時，AD7960和AD7961可分別實現100 dB和96 dB典型動態范圍；因此理論上由于256過采樣，我們應當看到動態范圍增加了24 dB。

在實際中，這些器件測得的過采樣動態范圍分別為122 dB和119 dB，在19.53 kSPS輸出數據速率下進行256倍過采樣時無輸入信號，這與理論計算值相比動態范圍下降了1 dB到2 dB。 它受到來自信號鏈組件、輸入源和印刷電路板的低頻噪聲限制。 采用1 kHz滿量程正弦波輸入信號時，這些器件分別可實現大約111 dB和110 dB的過采樣SNR。 圖7顯示AD7960如何隨過采樣率增加和輸出數據速率下降而實現動態范圍的增加。

圖7. AD7960動態范圍與輸出數據速率的關系

應用示例

MRI系統工作頻段為1 MHz至100 MHz RF，而計算機斷層掃描（CT）和數字X射線工作在1016 Hz至1018 Hz頻率范圍內，并且需要讓病人暴露在電離輻射下，會損害活組織。 MRI梯度控制系統要求極高的動態范圍、緊湊的線性度以及從DC到幾十kHz的快速響應時間，并且要求在模擬或數字域中，其梯度精確控制到大約1 mA （1 ppm）以內，以增強圖像質量。

使用具有優異規格數據的過采樣SAR ADC（比如AD7960）可讓設計工程師實現高動態范圍，同時滿足MRI系統的關鍵要求。 這類系統要求可在醫院或醫生辦公室中重復、長期穩定測量。 設計工程師應當注意的其它要求是高分辨率、精度、低噪聲、快速刷新速率和極低的輸出漂移。