在現代通信和信號處理系統中，高性能A／D轉換器作為連接模擬和數字世界的重要通道被廣泛應用于醫學圖像、高速數據變換及QAM調制器等重要設計領域。比較器是模數轉換器設計的核心單元，其精度、速度、失調電壓和回饋噪聲等因素直接影響著系統模塊的整體性能。傳統的預放大鎖存比較器通過采用3級或3級以上級聯的預放大器結構降低比較器的傳輸延時和回饋噪聲，但這些指標是以較高的功耗和增加芯片面積為代價的。典型的A-B型動態鎖存比較器具有高速、低功耗的特點，但該結構存在著較大的回饋噪聲和失調電壓，限制了比較器精度的提高。綜合考慮以上因素，基于TSMC 0.18μm CMOS標準工藝，本文設計了一種可應用于高速高精度A／D轉換器的比較器結構，給出了提高比較速度和降低回饋噪聲的理論和方法，并基于此進行了電路的設計與優化。

1 比較器電路設計

本文設計的高速高精度鐘控比較器從功能上可劃分為3級，包括預放大級，鐘控比較級，輸出緩沖級，如圖1所示。輸入信號通過預放大級電路放大，并由時鐘信號控制把放大后的信號傳輸到鐘控比較級進行再生比較，最后利用正反饋結構的輸出緩沖級電路將輸出電壓迅速轉化成邏輯電平。

1．1 預放大級

為了滿足高速、高精度的要求，預放大器的設計原則是高帶寬低增益。單純的以MOS二極管和電流源為負載的放大器具有有限的增益帶寬積，不能同時兼顧速度和精度的要求，使用二極管和電流源負載的混合結構可以滿足良好的增益和帶寬的折衷。

針對圖l中預放大級，VM1、VM2構成差分放大管，二極管方式連接的MOS管VM8，VM9為差分對的有源負載，增加PMOS鏡像電流源VM6、VM7的目的是使輸入晶體管偏置電流的一部分由PMOS電流源提供，這樣可以通過減小電流而不是減小寬長比來降低負載管的跨導，進而提高差動增益。VM4、VM5為鐘控開關晶體管，當時鐘信號clk為高電平時，其與輸入差分對構成共源共柵結構，提高電路對輸入信號的放大能力；當時鐘信號clk為低電平時，其可以有效隔離輸入信號與再生節點饋通的回饋噪聲，這對保證電路的性能非常重要，預放大電路的小信號模型如圖2所示。

從式（3）可以看出，通過合理調節管子的寬長比和電流源注入的電流值可調節放大器的增益和頻率特性。需要注意的是，為同時滿足高速比較器對響應時間的要求，設計中在保證增益的同時盡量增加預放大器的帶寬。該預放大器的增益、帶寬仿真結果如圖3所示，增益為18.352 dB，-3 dB帶寬為1．122 GHz。

1.2 鐘控比較級

鐘控比較級響應時間的快慢直接影響著比較器的速度。該部分電路的原理主要是利用預放大器的輸出控制比較級輸入端電壓的變化，即通過預放大級電路將比較器輸入差值放大到大于比較級的閾值，避免了比較級的非穩態輸出，從而把再生階段初始時建立的較小的輸入電壓差在短時間內再生放大，提高了比較器的精度。該鐘控比較級（圖1）的兩個交叉耦合MOS管VM10、VM11的互聯實現了用正反饋環路結構提高比較級電路增益的目的。開關晶體管VM4、VM5、VM12、VM13、VM14、VM15共同控制比較級的工作狀態，狀態轉換的快慢影響著比較級的再生速度，MOS開關的響應時間為，因此可以通過減小晶體管的尺寸來縮短比較級的再生時間，本設計中的開關晶體管均采用該工藝下最小尺寸。

比較級電路有兩種工作模式：復位模式與比較模式。當時鐘信號clk為高電平時，VM4、VM5導通使預放大器采集并放大輸入信號，VM12、VM13導通和VM14、VM15關斷強制將再生節點電壓Vo1，Vo2拉到低電平。當時鐘信號clk為低電平時，VM4、VM5、VM12、VM13關斷，VM14、VM15導通，系統進入比較模式。VM10和VM11柵源電壓的不同將導致流過這兩個晶體管電流的不同，兩再生節點Vo1，Vo2電壓上升的快慢就不同，電壓上升較快的一端將會抑制另一端再生節點電壓的上升，比較級電路正反饋的機制將會使再生節點電壓差迅速增加。

1．3 輸出緩沖級

目前，A／D轉換器中的比較器通常在時鐘的跳變沿處進行比較。本文設計的電路是通過在比較級電路后增加輸出緩沖級（又稱后放大級） ——正反饋的latch結構來實現的，其主要作用是把比較級電路的輸出信號轉化為邏輯電平（O V或5 V）。

當使能信號enable為低電平時，VM24關斷（圖1），再生節點電壓無法作用于輸出緩沖級電路，整個比較系統處于不工作狀態。當enable為高電平時，VM24導通，輸出緩沖級電路導通。當時鐘信號clk為低電平時，VM18和VM19導通，VM16、VM17、VM20、VM21構成了一個首尾相接的放大器，根據比較級再生節點電壓的不同將比較器的輸出電壓VOUT1，VOUT2迅速轉化為全擺幅數字電平。當clk為高電平時，VM18和VM19關斷，緩沖級電路進入鎖存輸出信號的狀態，保證了輸出結果的穩定性。

2 電路的分析和優化

2．1 比較速度

在時鐘信號clk為低電平時，鐘控比較級電路進入再生階段，此時該部分電路的小信號模型，如圖4所示。

根據小信號模型的節點電流可得到如下公式：

其中，C1和C2是從VM10和VM11的漏極到地的電容，R1和R2是從VM10和VM11的漏極到地的電阻，為再生節點所加的初始電壓。τ為時間常數，假設所有的晶體管相同，則有R1=R2，C1=C2，gm11=gm10=gm，從而τ1=τ2=τ。

用△Vo定義Vo1與Vo2的差值，用△Vi定義的差值，因此

需要注意的是：1）在鐘控比較級使能之前，再生節點電壓變化的速度隨△Vi的增加而增大；2）τ的絕對值越小，傳輸延時越小，比較器工作速度越快。由此可知，通過增加輸入跨導、減小輸出節點的負載電容和提高初始輸入電壓差可提高比較器速度。

此外，存比較級電路后增加的輸出緩沖級電路也能縮短比較器的比較時間。其優點是結合了比較級電路的正指數響應和正反饋latch結構的負指數響應，即比較級電路先經過一時間段將輸入信號放大到某一差值Vx，輸出緩沖級電路就會迅速將比較器的輸出電壓轉化到邏輯電平。本文設計的比較級電路和輸出緩沖級電路的瞬態響應如圖5所示。

2．2 回饋噪聲

在比較級電路工作階段，再生節點電壓的快速變化通過寄生電容對輸入信號引起的干擾稱為回饋噪聲，其嚴重影響比較器的精度。在模數轉換器中會用到大量的比較器，這些比較器上的回饋噪聲將提高ADC的誤碼率。為了有效地抑制回饋噪聲對比較器的影響，本文采用了隔離和互補技術。

在預放大級中增加開關晶體管VM4和VM5，實現了隔離輸入信號與再生節點電壓的回饋噪聲。在比較器從復位階段轉變為比較階段時，VM 4、VM5關斷，切斷了預放大器和比較級電路之間的信號通路，使再生節點電壓的快速變化無法直接耦合到比較器的輸入端，從而降低了回饋噪聲。

互補技術的具體實現方法是在預放大級的輸入端增加NMOS管VM25、VM26構成的電容，使其與輸入晶體管VM1、VM2的柵漏電容CGD構成互補結構。為達到最佳互補效果，CM25，CM26的值應與CGD保持相等，即VM25、VM26的寬度應為VM1、VM2的一半。當輸入對管源端電壓發生變化時，CM25，CGD-M2和CM26，CGD-M1構成的互補結構使變化的電流相互抵消，從而提高輸入電壓的穩定性。

當比較器的時鐘頻率為300 MHz，輸入信號幅度為100 mV時，回饋噪聲對比較器基準參考信號產生的尖峰抖動在5 mV以內，如圖6所示。與典型的A-B型鎖存比較器百毫伏級左右的回饋噪聲相比，本文設計的比較器電路結構有較強的抑制回饋噪聲的能力。

3 仿真結果

在Cadence軟件平臺下，用Specte工具對基于TSMC0．18μm CMOS標準工藝模型的比較器電路進行仿真。采用5 V電源電壓，300 MHz時鐘頻率，基準參考電壓Vref一直保持為1．8 V，該電路的瞬態響應如圖7所示。

第1欄為時鐘控制信號clk；第2欄為比較器輸入信號Vin，Vin接正負電平為1．801 V和1．799 V的矩形脈沖；第3欄為使能信號enable；第4、5欄為比較器輸出節點Vout1和Vout2的波形。圖7中曲線表明當enable信號為高電平時，比較器工作并在時鐘信號clk下降沿處比較Vin和Vref的大小，在clk上升沿鎖存輸出結果。當Vin比Vref大1 mV時，輸出電壓Vout1為低電平，Vout2為高電平，反之輸出結果相反。仿真結果符合設計要求，該比較器可達到10位的比較精度。

由于工藝及溫度變化等因素的影響，實際所得器件參數將產生一定的可變性。為提高產品的成品率及實際性能指標，在27、-40和100℃溫度下分別對該電路進行了corners仿真。在不同工藝角下，比較器均可正常工作，其傳輸延時、功耗和輸入共模范圍等主要性能參數在一定范圍內有所波動，如表1所示。

4 結束語

基于預放大鎖存理論，本文設計了一種高速高精度鐘控電壓比較器。采用預放大級、鐘控判斷級和輸出緩沖級結構實現了高比較速度，獲得了較小的可分辨電壓。著重分析了改進比較器比較速度和回饋噪聲的理論和方法。在TSMC0．18μm CMOS標準工藝下，對可能出現的工藝偏差以及使用溫度的變化進行了全面的模擬仿真。仿真結果表明，該鐘控比較器在速度、精度、傳輸延時和回饋噪聲等重要性能參數方面有顯著的優勢，可應用于高速高精度模數轉換器與模擬IP核的設計。