另一個低端檢測應用

另一個示例如圖 3 所示。該示例具有較低的噪聲增益，但它使 用 3 mV失調、10-μV/°C失調漂移和 79 dB CMR的低精度四通道運算放大器。在 0 A至 3.6 A范圍內，要求達到±5 mA精度。若采用±0.5%檢測電阻，則要求的±0.14%精度便無法實現。若使用 100 mΩ電阻，則±5 mA電流可產生±500 μV壓降。不幸的是，運算放大器隨溫度變化的失調電壓要比測量值大十倍。哪怕VOS 調整為零，50°C的溫度變化就會耗盡全部誤差預算。若噪聲增益為 13，則VOS的任何變化都將擴大 13 倍。為了改善性能，應使用零漂移運算放大器（比如 AD8638、 ADA4051或 ADA4528）、薄膜電阻陣列以及精度更高的檢測電阻。

圖 3. 低端檢測，示例 2

高噪聲增益

圖 4 中的設計用來測量高端電流，其噪聲增益為 250。OP07C運算放大器的VOS最大額定值為 150 μV.最大誤差為 150 μV × 250 = 37.5 mV。為了改善性能，采用 ADA4638 零漂移運算放大器。該器件在-40°C至+125°C溫度范圍內的額定失調電壓為 12.5 μV。然而，由于高噪聲增益，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓。OP07C的輸入電壓范圍（IVR）為 2 V，這表示輸入電壓必須至少比正電軌低 2 V.對于ADA4638 而言，IVR = 3 V。

圖 4. 高端電流檢測

單電容滾降

圖5 中的示例稍為復雜。目前為止，所有的等式都針對電阻而言;但更準確的做法是，它們應當將阻抗考慮在內。在加入電容的情況下（無論是故意添加的電容或是寄生電容），交流CMRR均取決于目標頻率下的阻抗比。若要滾降該示例中的頻率響應，則可在反饋電阻兩端添加電容C2，如通常會在反相運算放大器配置中做的那樣。

圖 5. 嘗試創建低通響應

如需匹配阻抗比Z1 = Z3 和Z2 = Z4，就必須添加電容C4.市場上很容易就能買到 0.1%或更好的電阻，但哪怕是0.5%的電容售價都要高于1 美元。極低頻率下的阻抗可能無關緊要，但電 容容差或PCB布局產生的兩個運算放大器輸入端 0.5 pF的差額可導致 10 kHz時交流CMR下降 6 dB。這在使用開關穩壓器時顯得尤為重要。

單芯片差動放大器（如AD8271、 AD8274或 AD8276）具有好 得多的交流CMRR性能，因為運算放大器的兩路輸入處于芯片上的可控環境下，且價格通常較分立式運算放大器和四個精密電阻更為便宜。