經典的四電阻差動放大器看似簡單，但許多電路實現方式表現不佳。本文基于實際生產設計，展示了分立電阻、濾波、交流共模抑制和高噪聲增益遇到的一些缺陷。

大學電子課程說明了理想運算放大器的應用，包括反相和同相放大器。然后將這些組合在一起以創建一個差動放大器。經典的四電阻差動放大器（如圖1所示）非常有用，在教科書和文獻中已有40多年的描述。

圖1.經典差動放大器。

該放大器的傳遞函數為

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當R1 = R3且R2 = R4時，公式1簡化為

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(2)

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這種簡化在教科書中發生，但在現實生活中從未發生過，因為電阻器永遠不會完全相等。此外，對基本電路的其他修改可能會產生意外行為。以下示例來自實際應用問題，盡管它們已被簡化以顯示問題的本質。

CMRR

差動放大器的一個重要功能是抑制兩個輸入共有的信號。參考圖1，例如，如果V2為5 V，V1為3 V，則兩者共用4 V。V2 比普通電壓高 1 V，V1 低 1 V。差值為2 V，因此R2/R1的“理想”增益將應用于2 V。如果電阻不完美，部分共模電壓將被差動放大器放大，并出現在V處外作為 V1 和 V2 之間的有效差異，無法與真實信號區分開來。差動放大器抑制這種能力稱為共模抑制（CMR）。這可以表示為比率（CMRR）或轉換為分貝（dB）。

在1991年的一篇文章中，Ramón Pallás-Areny和John Webster表明，假設一個完美的運算放大器，共模抑制是

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(3)

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其中 Ad是差動放大器的增益，T是電阻容差。因此，在單位增益和1%電阻下，CMRR為50 V/V，或約34 dB;采用0.1%電阻時，CMRR為500 V/V或約54 dB，即使給定具有無限共模抑制的完美運算放大器也是如此。如果運算放大器的共模抑制足夠高，則總CMRR會受到電阻匹配的限制。一些低成本運算放大器的最小CMRR在60 dB至70 dB范圍內，使計算更加復雜。

低容差電阻器

圖2所示的第一個次優設計是使用OP291的低側電流檢測應用。R1至R4為分立式0.5%電阻。根據Pallás-Areny的論文，最好的CMR是64 dB。幸運的是，共模電壓非常接近地電位，因此CMR不是該應用中的主要誤差源。容差為1%的電流檢測電阻將產生1%的誤差，但該初始容差可以校準或調整。然而，工作范圍超過80°C，因此必須考慮電阻的溫度系數。

圖2.具有高噪聲增益的低側檢測。

對于極低值的分流器，請使用 4 端子開爾文檢測電阻。使用高精度0.1 Ω電阻，直接連接到電阻，因為零點幾英寸的PCB走線很容易增加10 mΩ，導致超過10%的誤差。但錯誤變得更糟;PCB上的銅走線的溫度系數大于3000 ppm。

必須仔細選擇檢測電阻的值。值越高，信號越大。這很好，但功耗（I2R）增加，可以達到幾瓦。對于較小的值，在毫歐范圍內，來自導線或PCB走線的寄生電阻可能會導致重大誤差。為了減少這些誤差，通常采用開爾文傳感。可以使用專用的 4 端子電阻器（例如 Ohmite LVK 系列），也可以優化 PCB 布局以使用標準電阻器，如“通過改進低值分流電阻器的焊盤布局來優化大電流檢測精度”。對于非常小的值，可以使用PCB走線，但這不是很準確，如“PCB走線的直流電阻”中所述。

商用 4 端子電阻器，例如 Ohmite 或 Vishay 的電阻器，對于 0.1% 容差和非常低的溫度系數，可能需要花費幾美元或更多。完整的誤差預算分析可以顯示可以提高精度的地方，同時將成本增加降至最低。

一個關于沒有電流通過檢測電阻的大失調（31 mV）的抱怨是由“軌到軌”運算放大器引起的，該運算放大器無法一直擺動到接地的負軌。軌到軌這一術語具有誤導性：輸出將接近供電軌——比經典的發射極跟隨器輸出級近得多——但永遠不會完全達到供電軌。軌到軌運算放大器指定最小輸出電壓 V老，來自 V中歐（周六）或 RDS（開）× I負荷，如“MT-035：運算放大器輸入、輸出、單電源和軌到軌問題”中所述。噪聲增益為30時，輸出為1.25 mV × 30 = ±37.5 mV，由于關斷電壓。但輸出只能降至35 mV，因此對于35 A負載電流，輸出將在37 mV至5.0 mV之間。操作系統，輸出可高達72.5 mV，無負載電流。最大 V操作系統30 μV 和最大 V老在8 mV時，AD8539等現代零漂移放大器可將總誤差降低到檢測電阻引起的誤差占主導地位的程度。

另一個低邊檢測應用

下一個示例如圖3所示，噪聲增益較低，但使用的是低精度四通道運算放大器，失調為3 mV，失調漂移為10 μV/°C，CMR為79 dB。在5 A至0.3 A范圍內需要±6 mA的精度。使用±0.5%檢測電阻時，無法達到所需的±0.14%精度。使用100 mΩ電阻時，±5 mA電流產生±500 μV壓降。遺憾的是，運算放大器在整個溫度范圍內的失調電壓是測量值的十倍。即使使用 V操作系統修整為零，50°C的變化將消耗整個誤差預算。噪聲增益為13時，V的任何變化操作系統將乘以 13。為提高性能，請使用零漂移運算放大器，例如AD8638、ADA4051或ADA4528、薄膜電阻陣列和更高精度的檢測電阻。

圖3.低邊檢測，示例 2。

高噪聲增益

圖4所示設計試圖測量高端電流。噪聲增益為250。運算放大器OP07C的額定電壓最大值為150μV操作系統.最大誤差為150 μV×250 = 37.5 mV。為此，請使用零漂移運算放大器ADA4638，該放大器在–12°C至+5°C范圍內失調40.125 μV。 然而，對于高噪聲增益，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓。OP07C的輸入電壓范圍（IVR）為2 V，這意味著輸入電壓必須至少比正電源軌低2 V。對于ADA4638，IVR = 3 V。

圖4.高端電流檢測。

單電容器滾降

圖 5 中所示的示例稍微微妙一些。到目前為止，所有方程都集中在電阻上;但是，更準確地說，方程應該參考阻抗。通過添加有意或寄生電容，交流CMRR取決于目標頻率處的阻抗比。在本例中，為了降低頻率響應，在反饋電阻兩端增加了電容C2，這通常用于反相運算放大器配置。

圖5.嘗試創建低通響應。

為了匹配阻抗比Z1 = Z3和Z2 = Z4，必須添加電容C4。購買 0.1% 或更好的電阻器很容易，但即使是 0.5% 的電容器也可能超過 1.00 美元。在極低頻率下，阻抗可能無關緊要，但電容容差或PCB布局導致兩個運算放大器輸入端的0.5 pF差值會使交流CMR在6 kHz時降低10 dB。如果使用開關穩壓器，這一點可能很重要。

AD8271、AD8274或AD8276等單芯片差動放大器的交流CMRR要好得多，因為運算放大器的兩個輸入位于芯片上的受控環境中，而且價格通常低于分立式運算放大器和四個精密電阻。

運算放大器輸入之間的電容

為了降低差動放大器的響應，一些設計人員嘗試通過在兩個運算放大器輸入之間增加電容C1來形成差分濾波器，如圖6所示。這對于儀表放大器來說是可以接受的，但對于運算放大器則不然。V外將上下移動以關閉通過 R2 的環路。在直流時，這不是問題，電路的行為如公式2所述。隨著頻率的增加，C1的電抗降低。提供給運算放大器輸入端的反饋較少，因此增益增加。最終，運算放大器工作開環，因為輸入被電容短路。

圖6.輸入電容降低了高頻反饋。

在波特圖中，運算放大器的開環增益在–20 dB/dec時減小，但噪聲增益在+20 dB/dec時增加，導致–40 dB/dec交叉。正如控制系統課上所教的那樣，這保證了振蕩。作為一般準則：切勿在運算放大器的輸入之間使用電容（很少有例外，但此處不涉及。

結論

四電阻差動放大器，無論是分立式還是單片式，都被廣泛使用。為了實現可靠的、值得生產的設計，請仔細考慮噪聲增益、輸入電壓范圍、阻抗比和失調電壓規格。

審核編輯：郭婷